Цифровые электронные ключи на биполярных транзисторах
Чаще всего используются ключи, собранные по схеме с общим эмиттером, как показано на рис. 3.
В ключевом режиме биполярный транзистор работает в режиме насыщения (замкнутый ключ) или режиме отсечки (разомкнутый ключ). Полезно помнить, что в режиме насыщения оба перехода (коллектор-база и эмиттер-база) открыты, а в режиме отсечки – заперты. В режиме насыщения выходную цепь транзистора можно представить эквивалентным источником напряжения, величина ЭДС которого приводится в справочниках ( 
– напряжение насыщения). Строго говоря, следует учитывать также внутреннее сопротивление этого источника, величина которого определяется крутизной наклона линии граничного режима, однако, в большинстве практически важных случаев для инженерных расчетов можно ограничиться величиной – . Резисторы 
и 
должны обеспечивать надежное запирание транзистора при низком уровне управляющего сигнала во всем диапазоне рабочих температур и насыщение при высоком уровне управляющего сигнала.
Рисунок 3 – Схема электронного ключа на биполярном транзисторе
При расчете необходимо учитывать обратный ток коллектора, протекающий через резистор , и создающий на нем падение напряжения. Суммарное напряжение на эмиттерном переходе определяется выражением:
,
где 
– максимальный ток обратный коллектора, 
– напряжение низкого уровня управляющего сигнала. Очевидно, для надежного запирания транзистора необходимо, чтобы 
. Необходимо учитывать сильную температурную зависимость обратного тока коллектора, и для расчета выбирать максимальное значение. В противном случае ключ может “подтекать” при изменении температуры.
Открытый транзистор может находиться в активном режиме или режиме насыщения. Для электронных ключей активный режим является невыгодным, так как в этом режиме на коллекторе рассеивается значительная мощность. Поэтому активный режим допустим только в течение переходных процессов (где он, собственно говоря, неизбежен).
Для обеспечения насыщения необходимо, чтобы выполнялось соотношение 
. Ток базы можно определить по формуле: 
. Ток насыщения определяется сопротивлением резистора в цепи коллектора, усилительными свойствами транзистора и сопротивлением между коллектором и эмиттером в насыщенном состоянии: 
. При расчетах целесообразно пользоваться наихудшим значением 
. Отметим, что при нарушении условия насыщения транзистор переходит в активный режим, что сопровождается ростом напряжения на коллекторе и увеличением мощности рассеяния. В ряде случаев используют иной критерий насыщения – прямое смещение обоих переходов транзистора (база-эмиттер и база-коллектор). В активном режиме переход база-коллектор смещен в обратном направлении.
Используя этот критерий, легко понять, что составной транзистор (по схеме Дарлингтона) не удастся полностью насытить, так как база выходного транзистора в лучшем случае может иметь потенциал, равный потенциалу коллектора.
Необходимой частью проектирования электронных ключей является оценка их динамических свойств, определяющих скорость переключения и потери энергии на этом этапе (динамические потери).
Переходные процессы в электронном ключе на биполярном транзисторе характеризуются длительностью цикла переключения, который можно разделить на несколько отдельных этапов:
- задержка включения;
- включение (нарастание тока до величины, соответствующей насыщению);
- задержка выключения (обусловлена рассасыванием заряда в базе при переходе из режима насыщения в активный режим);
- выключение (обусловлено уменьшением тока коллектора до значения, соответствующего отсечке).
Необходимо также учитывать процессы заряда ёмкостей монтажа и нагрузки, которые не имеют прямого отношения к транзистору, но могут существенно влиять на длительность переходного процесса в целом.
Рассмотрим характерные участки переходного процесса по временным диаграммам (рис.4).
Рисунок 4 – Переходные процессы в ключе на биполярном транзисторе
- Транзистор заперт, ток базы определяется обратным током коллектора, заряд в базе практически отсутствует, на выходе ключа высокий уровень.
- Потенциал на входе ключа скачком увеличивается, начинается заряд входной ёмкости. Токи базы и коллектора не изменяются, пока напряжение на переходе база-эмиттер не превышает напряжения отсечки (время задержки включения).
- В момент превышения напряжения отсечки открывается эмиттерный переход, и транзистор переходит в активный режим. Инжектируемые в базу неосновные носители нарушают равновесное состояние базы, и начинается накопление заряда. Пропорционально увеличивается ток коллектора, обусловленный экстракцией носителей в область коллектора. Время до перехода в режим насыщения – время включения.
- В режиме насыщения все токи и напряжения остаются постоянными, при этом заряд в базе продолжает нарастать, хотя и с меньшей скоростью. Заряд, превышающий величину, соответствующую переходу в режим насыщения, называется избыточным.
- При скачкообразном изменении потенциала на входе ключа ток базы также быстро уменьшается, нарушается равновесное состояние заряда базы и начинается его рассасывание. Транзистор остается насыщенным до тех пор, пока заряд не уменьшится до граничной величины, после чего переходит в активный режим (время задержки выключения).
- В активном режиме заряд базы и ток коллектора уменьшаются до тех пор, пока транзистор не перейдет в режим отсечки. В этот момент входное сопротивление ключа возрастает. Этот этап определяет время выключения.
- После перехода транзистора в режим отсечки напряжение на выходе продолжает нарастать, так как заряжаются ёмкости нагрузки, монтажа и ёмкость коллектора.
Очевидно, ключевую роль играет степень (глубина) насыщения транзистора 
. Для количественной оценки коммутационных параметров можно воспользоваться следующими выражениями:
, 
, 
, где 
.
Существуют схемотехнические методы повышения быстродействия ключа: форсирующая цепочка (рис. 5а) и нелинейная обратная связь (рис. 5б).
а) Ключ с форсирующей цепочкой
б) Ключ с нелинейной обратной связью
Рисунок 5 – схемотехнические приемы повышения быстродействия
Принцип работы форсирующей цепочки очевиден: при отпирании транзистора ток базы определяется процессом заряда форсирующей ёмкости (быстрый переход в режим насыщения), в открытом состоянии ток базы определяется резистором, величина которого выбирается таким образом, чтобы обеспечить неглубокое насыщение транзистора. Таким образом, уменьшается время рассасывания неосновных носителей в базе.
При использовании нелинейной обратной связи применяется диод, включенный между базой и коллектором транзистора. Запертый диод не влияет на работу схемы, когда ключ открывается, диод оказывается смещенным в прямом направлении, а транзистор охваченным глубокой отрицательной обратной связью. Для уменьшения времени выключения необходимо обеспечить малое время восстановления обратного сопротивления диода, для чего применяются диоды с барьером Шоттки. Монолитная структура диод Шоттки – биполярный транзистор называется транзистором Шоттки.
Ключи на биполярных транзисторах имеют ряд недостатков, ограничивающих их применение:
- Ограниченное быстродействие, вызванное конечной скоростью рассасывания неосновных носителей в базе;
- Значительная мощность, потребляемая цепями управления в статическом режиме;
- При параллельном включении биполярных транзисторов необходимо применение выравнивающих резисторов в цепях эмиттеров, что приводит к снижению КПД схемы;
- Термическая неустойчивость, определяемая ростом тока коллектора при увеличении температуры транзистора.
7. (2.3) Полевые транзисторы. Принцип работы, параметры, классификация.
В названии этого класса полупроводниковых приборов отражен факт управления потоком основных носителей заряда, двигающихся в полупроводнике p- или n-типа (канале), посредством электрического поля. Различают полевые транзисторы с управляющим p-n-переходом и полевые транзисторы с изолированным каналом. Первые часто называют просто полевые транзисторы, а вторые – МДП-транзисторы, в названии которых отражена их структура (М – металл; Д – диэлектрик; П – полупроводник) (международный термин — MOSFET (metal-oxide-semiconductor field effect transistor).
Принцип действия полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом (полевых транзисторов) можно рассмотреть на примере структуры, показанной на рис. 1.15,а. Область полупроводника, имеющая два вывода, называется каналом, а область с повышенной концентрацией примеси, как и соответствующий вывод, называется затвором. Эти области имеют разный тип проводимости (на рис. 1.15,а изображена структура с каналом n-типа). Один из выводов канала называется истоком (соответствующая область канала является источником подвижных носителей заряда), а другой вывод – стоком (через этот вывод носители заряда вытекают из канала). Между затвором и каналом расположена обедненная подвижными носителями заряда область (p-n-переход), в основном сосредоточенная в канале, как более высокоомном, по сравнению с затвором, слое (в канале концентрация примеси гораздо меньше). Внешние источники напряжения должны подключаться к транзистору в такой полярности, чтобы p-n-переход всегда был смещен в обратном направлении, т.е. закрыт (на рис. 1.15,а обедненная область показана для случая, когда внешние напряжения равны нулю).
Если напряжение между затвором и истоком
задать равным нулю, а напряжение между стоком и истоком 
– больше нуля, то в канале потечет ток основных носителей заряда (в данном случае – электронов), причем с увеличением будет увеличиваться и ток стока 
. Но если при малых значениях ток растет пропорционально напряжению , то с увеличением эта зависимость становится нелинейной (рис. 1.15,г), что объясняется увеличением сопротивления канала. Это происходит потому, что напряжение приложено не только между стоком и истоком, но и между стоком и затвором (через источник ), причем в полярности, смещающей p-n-пере-ход в обратном направлении, в результате чего p-n-переход (а значит, и обедненная область) расширяется (в сторону канала), а канал сужается. Приращение обедненной области по длине канала будет неравномерным – оно будет наибольшим в районе стока и близким к нулю в районе истока, поскольку падение напряжения на разных участках канала под действием протекающего тока будет разным (отсчитанное от истока падение напряжения, которое прикладывается к p-n-переходу, максимально на стоке и равно нулю на истоке). При достаточно больших напряжениях ток стока может резко увеличиться, что связано с электрическим пробоем p-n-перехода.
Если при постоянном напряжении увеличивать обратное напряжение , то обедненная область p-n-перехода будет расширяться в сторону канала равномерно, что приведет к увеличению сопротивления канала и уменьшению тока стока (см. сток-затворные вольт-амперные характеристики на рис. 1.15,д). При некотором достаточно большом напряжении (напряжении отсечки 
) ток стока прекращается, поэтому стоковая характеристика (рис. 1.15,г) при 
пройдет по оси напряжений . Поскольку во входной цепи (цепи затвор–исток) ток практически отсутствует (большое сопротивление закрытого p-n-перехода), это позволяет управлять значительными токами выходной цепи (цепи сток–исток), по существу не затрачивая энергии входного сигнала, в чем и проявляются усилительные свойства полевого транзистора. Условные графические обозначения полевых транзисторов с каналом n– и p-типа показаны на рис. 1.15,б и в.
Полевые транзисторы с изолированным каналом (МДП-транзисторы) подразделяются на транзисторы со встроенным и индуцированным каналом. Структура МДП-транзистора со встроенным каналом представляет собой подложку из полупроводника p- или n-типа, в которую встраивается канал в виде полупроводника другого типа проводимости (на рис. 1.16,а канал n-типа). Полупроводниковый канал отделен от металлического затвора (З) тонким слоем диэлектрика, в качестве которого (в случае кремниевой подложки) чаще всего используется двуокись (окисел) кремния 
(отсюда еще одно название МДП-транзисторов – МОП-транзисторы). К каналу через области с повышенной концентрацией примеси (на рис. 1.16,а области 
) подсоединяются металлические выводы, называемые, как и соответствующие области канала, стоком (С) и истоком (И). Полупроводниковая подложка (чаще всего кремний), изолированная от внешней среды диэлектриком ( ), также имеет металлический вывод (П), который обычно соединяется с истоком для того, чтобы p-n-переход между каналом и подложкой был закрыт. Это обеспечивает изоляцию канала от подложки при нормальной полярности напряжения 
(рис. 1.16,а).
У МДП-транзисторов со встроенным каналом нелинейность стоковых характеристик (рис. 1.16,г) объясняется тем, что при увеличении напряжения
, подсоединенного одним своим зажимом к стоку, а другим к затвору (через источник ), подвижные носители заряда вытесняются из области канала, расположенной под затвором, в области с повышенной концентрацией примеси ( на рис. 1.16,а), что приводит к увеличению сопротивления канала. Происходящее при этом обеднение канала подвижными носителями заряда, как и в случае транзистора с управляющим p-n-переходом, будет по длине канала неравномерным (наибольшим у стока). Повышение по модулю напряжения между затвором и истоком , при указанной на рис. 1.16,а полярности, также приводит к обеднению канала, но только равномерному по длине канала (без учета областей ), поэтому стоковые характеристики при 
пройдут ниже относительно характеристики, снятой при 
(рис. 1.16,г).
МДП-транзисторы со встроенным каналом могут работать и в режиме обогащения при другой (по сравнению с показанной на рис. 1.16,а) полярности напряжения . В этом режиме основные носители заряда (в данном случае электроны) под действием поля затвора будут втягиваться в канал из областей ( 
в случае подложки n-типа), тем самым обогащая канал подвижными носителями заряда (которых в канале при сравнительно немного), поэтому стоковые характеристики в режиме обогащения расположатся выше характеристики, снятой при 
. Сток-затворные вольт-амперные характеристики (рис. 1.16,д) могут быть построены по данным стоковых характеристик (рис. 1.16,г), для чего необходимо при выбранных значениях провести прямые, параллельные оси токов, и отметить точки пересечения указанных прямых со стоковыми характеристиками. Поскольку у МДП-транзисторов канал от затвора изолирован диэлектриком, входное сопротивление (сопротивление участка затвор–исток) таких транзисторов очень велико. У МДП-транзисторов с каналом p-типа (условное графическое обозначение показано на рис. 1.16,в) полярности напряжений и противоположны тем, что присущи транзисторам с каналом n-типа, но стоковые характеристики транзисторов с p-каналом, как и транзисторов с n-каналом, принято изображать в первом квадранте.
Отличительной особенностью МДП-транзисторов с индуцированным каналом является отсутствие встроенного канала (рис. 1.17,а), поэтому у них стоковый ток
равен нулю не только при нулевом или отрицательном (в случае p-подложки) напряжении на затворе, но и при небольших положительных напряжениях, поскольку на пути между стоком и истоком находятся два встречно-включенных p-n-перехода. Только при напряжении , превышающем пороговое напряжение , в той части подложки, которая расположена непосредственно под затвором, наводится (индуцируется) канал, который образуется из втянутых полем затвора неосновных носителей заряда (одновременно из указанной области подложки полем затвора вытесняются основные носители заряда). Чтобы облегчить образование канала и улучшить его управляемость, подложку МДП-транзистора делают из полупроводника с низкой концентрацией примеси. При увеличении напряжения 
канал обогащается подвижными носителями заряда, и ток стока увеличивается (рис. 1.17,д). Механизм действия напряжения , обусловливающий форму стоковых характеристик МДП-транзисторов с индуцированным каналом (рис. 1.17,г), примерно такой же, как и у транзисторов со встроенным каналом. Условное графическое обозначение МДП-транзисторов с индуцированным n-каналом показано на рис. 1.17,б, а с p-каналом – на рис. 1.17,в. МДП-транзисторы с индуцированным каналом применяются гораздо шире по сравнению с транзисторами со встроенным каналом, что вызвано, в первую очередь, отсутствием у них тока стока при нулевом напряжении на затворе.
Стоковые характеристики, приведенные на рис. 1.15,г – 1.17,г, сняты при напряжениях , меньших напряжения электрического пробоя, и при таких токах стока, когда мощность, рассеиваемая транзистором в виде тепла, меньше допустимой мощности, выше которой возможен тепловой пробой.
Существует разновидность МДП-транзисторов с индуцированным каналом – МНОП-транзисторы, у которых между пленкой двуокиси кремния (О) и металлическим затвором (М) помещен слой еще одного диэлектрика – нитрида кремния (Н). Характерной особенностью таких транзисторов является то, что у них путем подачи на затвор импульса напряжения определенной полярности можно установить низкий или высокий уровень порогового напряжения (например, 3 или 15 вольт). Это связано с тем, что под действием импульсного напряжения определенной амплитуды на границе между нитридом кремния и двуокисью кремния происходит накопление зарядов, которые могут сохраняться в течение нескольких лет.
Относительно малых приращений напряжений, вызванных действием источника входного сигнала, транзистор можно рассматривать как линейный элемент электрической цепи и представлять в виде малосигнальной эквивалентной схемы. Эквивалентные схемы подразделяются на два класса: схемы замещения и моделирующие схемы. Схема замещения составляется на основе уравнений эквивалентного четырехполюсника, а моделирующая схема – путем моделирования физических процессов в транзисторе.
В моделирующей эквивалентной схеме полевого транзистора, приведенной на рис. 1.18, не показаны сопротивления между затвором и каналом, что оправданно, поскольку их значения очень большие: 106…109 Ом у полевых транзисторов с управляющим p-n-переходом и 1012…1014 Ом у МДП-транзисторов. Все элементы моделирующей схемы – дифференциальные, т.е. определенные для приращений токов и напряжений, обозначенных в схеме строчными буквами. Источник тока, действующий в выходной цепи, управляется входным напряжением 
, причем эффективность управления отображается параметром “крутизна”, показывающим насколько изменится ток стока при изменении напряжения 
и постоянном напряжении : 
.
Типовые значения крутизны полевых транзисторов – 1…25 мА/В. Внутреннее сопротивление 
на начальных линейных участках стоковых характеристик (при малых напряжениях ) моделирует сопротивление материала канала, а на пологих участках – еще и процесс обеднения канала под действием (в этом режиме у различных типов транзисторов 
). Внутреннее сопротивление 
и крутизну s в рабочей точке (т.е. при заданных значениях , и ) можно вычислить, определив соответствующие приращения на графиках стоковых и сток-затворных ВАХ. Ёмкости 
и 
моделируют барьерную ёмкость закрытого p-n-перехода между затвором и каналом (у транзисторов с управляющим p-n-переходом) или ёмкость плоского конденсатора, образованного металлическим затвором и полупроводниковым каналом (у МДП-транзисторов); у маломощных транзисторов 
Ёмкость 
полевых транзисторов, включая и транзисторы с управляющим p-n-переходом, является барьерной ёмкостью закрытого p-n-перехода между стоком и подложкой; она обычно меньше ёмкостей 
и 
.
Условные графические обозначения полевых транзисторов приведены ниже. Графическое обозначение транзистора содержит максимальную информацию об его устройстве. Канал транзистора изображается вертикальной штриховой или сплошной линией. Штриховая линия обозначает индуцированный канал, а сплошная – встроенный. Исток и сток действуют как невыпрямляющие контакты, поэтому изображаются под прямым углом к каналу. Подложка изображается как электрод со стрелкой, направление которой указывает тип проводимости канала. Затвор изображается вертикальной линией, параллельной каналу. Вывод затвора обращен к электроду истока.
Рис. УГО полевых транзисторов
§
| Транзисторы | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||
| Биполярные | Полевые | |||||||||||||||||||||||||||||||||||
| p-n-p | n-p-n | С p-n-переходом | С изолированным затвором | |||||||||||||||||||||||||||||||||
| С каналом n-типа | С каналом p-типа | Со встроенным каналом | С индуцированным каналом | |||||||||||||||||||||||||||||||||
Вне зависимости от типа транзистора, принцип применения его един:
- Источник питания питает электрической энергией нагрузку, которой может быть громкоговоритель, реле, лампа накаливания, вход другого, более мощного транзистора, электронной лампы и т. п. Именно источник питания даёт нужную мощность для «раскачки» нагрузки.
- Транзистор же используется для ограничения силы тока, поступающего в нагрузку, и включается в разрыв между источником питания и нагрузкой. То есть транзистор представляет собой некий вариант полупроводникового резистора, сопротивление которого можно очень быстро изменять.
- Выходное сопротивление транзистора меняется в зависимости от напряжения на управляющем электроде. Важно то, что это напряжение, а также сила тока, потребляемая входной цепью транзистора, гораздо меньше напряжения и силы тока в выходной цепи. Таким образом, за счёт контролируемого управления источником питания достигается усиление сигнала.
- Если мощности входного сигнала недостаточно для «раскачки» входной цепи применяемого транзистора, или конкретный транзистор не даёт нужного усиления, применяют каскадное включение транзисторов, когда более чувствительный и менее мощный транзистор управляет энергией источника питания на входе более мощного транзистора. Также подключение выхода одного транзистора ко входу другого может использоваться в генераторных схемах типа мультивибратора. В этом случае применяются одинаковые по мощности транзисторы.
Вся современная цифровая техника построена, в основном, на полевых (металл-оксид-полупроводник)-транзисторах (МОПТ), как более экономичных, по сравнению с БТ, элементах. Транзисторы изготавливаются в рамках интегральной технологии на одном кремниевом кристалле (чипе) и составляют элементарный «кирпичик» для построения микросхем логики, памяти, процессора и т. п. Размеры современных МОПТ составляют от 90 до 22 нм. В настоящее время на одном современном кристалле площадью 1—2 см² могут разместиться несколько (пока единицы) миллиардов МОПТ. На протяжении 60 лет происходит уменьшение размеров (миниатюризация) МОПТ и увеличение их количества на одном чипе (степень интеграции), в ближайшие годы ожидается дальнейшее увеличение степени интеграции транзисторов на чипе (см. Закон Мура). Уменьшение размеров МОПТ приводит также к повышению быстродействия процессоров, снижению энергопотребления и тепловыделения.
8. (1.3) Полупроводниковые запоминающие устройства. Физические механизмы работы полупроводниковых устройств памяти. Разновидности ПЗУ. Принцип работы запоминающего элемента на биполярном транзисторе.
Полупроводниковые запоминающие устройства (ЗУ) в настоящее время представляют собой большой класс запоминающих устройств, различных по своим функциональным и техническим характеристикам, широко используемых в качестве внутренних ЗУ ЭВМ. Но этим их использование не ограничивается. Подавляющее большинство электронной и бытовой техники переходит на цифровые методы представления данных (не только текстовых, но и аудио, графических и видео) и управления (использование микроконтроллеров).
Различные сферы применения накладывают свои особенности на реализацию полупроводниковых ЗУ, однако это чаще касается их конструктивных особенностей, а принципы построения одинаковы.
Высокое быстродействие полупроводниковых ЗУ обусловливает то, что большинство из них имеет организацию с произвольным доступом. Хотя такие ЗУ, как флэш-память и ЗУ с переносом зарядов (используемые, например, в фото- и видеокамерах), организованы несколько иначе.
Это же высокое быстродействие определяет и основные области применения полупроводниковых ЗУ в ЭВМ: кэш-память и оперативная память.
Причем надо отметить, что термин “ЗУ с произвольным доступом” (Random Access Memory – RAM) не соответствует в точности термину “оперативная память”, поскольку первый из них указывает на способ доступа, а второй – на функциональное назначение. И действительно, кэш-память и постоянные ЗУ также являются ЗУ с произвольным доступом. Однако, в соответствии с принятой в русскоязычной литературе терминологией, термин “оперативные ЗУ” иногда используется как синоним ЗУ с произвольным доступом.
В основе работы электрических элементов памяти (ЭП) лежат различные эффекты перераспределения в ЭП тока, заряда или напряжения. Физ. принципы работы ЭП и технология изготовления устройств памяти (УП) определяют минимально достижимую энергию переключения ЭП, что в конечном счёте определяет плотность размещения информации на носителе.
Полупроводниковые запоминающие устройства являются наиболее разработанными и широко распространёнными УП, использующими электрические ЭП. К числу основных разновидностей полупроводниковых УП относятся постоянные запоминающие устройства (ПЗУ), программируемые ПЗУ (ППЗУ), стираемые ППЗУ (СППЗУ), ППЗУ с электрич. стиранием (ЭСППЗУ), статические и динамические УП с произвольной выборкой (СЗУПВ и ДЗУПВ). Принципиальные схемы ЭП П. у. перечисленных типов приведены на рис. 1.
Рис. 1. Схемы различных полупроводниковых элементов памяти: а – МДП ПЗУ; б – биполярное ППЗУ; в – МДП СППЗУ; г – МДП ЭСППЗУ; д – МДП СЗУПВ с нагрузкой R; е – биполярное СЗУПВ с нагрузкой R; ж – МДП ДЗУПВ.
§
| Тип устройства памяти | Запоминание заряда | Метод записи | Метод считывания | Примечание |
| ПЗУ | Не производится | Формирование (разрушение) перемычек при изготовлении | Неразрушающий “опрос” перемычек | – |
| СППЗУ | На плавающем затворе транзистора ЭП | Инжекция на плавающий затвор триггера | Считывание (без изменения) напряжения на триггере | Стирание информации при освещении УФ-излучением |
| ЭСППЗУ | На поверхностном состоянии плавающего затвора транзистора ЭП | Туннельная инжекция | – ” – | Стирание информации при инжекции заряда другого знака |
| СЗУПВ | В статическим триггере ЭП | Передача сигнального заряда на информац. вход | Считывание сигнального заряда (без его изменения) | – |
| ДЗУПВ | На ёмкости затвора транзистора ЭП | Передача сигнального за-ряда на информац. вход | Считывание сигнального заряда (с его изменением) | Необходима периодическая регенерация |
Простейшие ПЗУ
В русском языке термин Постоянное Запоминающее Устройство(ПЗУ) используется как эквивалент английского термина ROM (Read Only Memory) – память только для чтения.
Строго говоря, к данному виду памяти можно отнести только две разновидности: Mask-ROM (Масочные ПЗУ) и PROM (Programmable ROM), или однократно Программируемые ПЗУ.
Другие типы памяти– EPROM, EEPROM, Flash-ROM – только исторически произошли от полупроводникового ROM. Однако эти виды памяти никак не могут быть ROM, поскольку ROM переводится как «память только для чтения» и ни о какой возможности перезаписи в ROM речи быть не может. Тем не менее эти типы памяти классифицируются как ROM. Небольшая неточность не обращала на себя внимания, однако с развитием технологий, когда флэш-память стала выдерживать до1 миллиона циклов перезаписи и стала использоваться как накопитель общего назначения, этот недочет в классификации на-чал бросаться в глаза. По своим функциональным характеристикам память EPROM, EEPROM и Flash относятся к классу энергонезависимой перезаписываемой памяти(английский эквивалент– NonVolatile Read-Write Memory илиNVRWM).
ROM память устроена в виде матрицы, каждая ячейка которой имеет свой адрес и может кодировать один бит информации. Данные на масочные ПЗУ записывались во время производства путем нанесения по маске(отсюда и название) алюминиевых соединительных дорожек литографическим способом. Наличие или отсутствие в соответствующем месте такой дорожки кодировало«0» или«1». Содержимое Mask-ROM после того, как она произведена, изменить невозможно. Этот подход к созданию схем является индивидуальным и для каждой новой задачи потребуется изготовление нового ПЗУ. Тем не менее преимущества такой технологии очевидны – это низкая стоимость готовой микросхемы(правда, это проявляется только при больших объемах производства), высокая скорость доступа к ячейкам памяти, а также высокая надежность готовой микросхемы и устойчивость к электромагнитным полям.
PROM (Programmable ROM), или однократно Программируемые ПЗУ. В качестве ячеек памяти в данном типе памяти использовались плавкие перемычки. В отличие от Mask-ROM, в PROM появилась возможность кодировать(«пережигать») перемычки при наличии специального программатора, что дало возможность пользователям записывать в ПЗУ любую информацию. В каждой отдельной ячейке PROM плавкая перемычка либо разрушалась(запись логического0) путем подачи достаточно высокого напряжения(значительно больше стандарт-ного напряжения питания), либо оставлялась без изменений(логиче-ская1). Возможность самостоятельной записи информации в PROM сделало их пригодными для штучного и мелкосерийного производства.
Тем не менее, PROM практически полностью вышли из употребления в конце80-х годов ХХ века.
Схема простейшего программируемого ПЗУ состоит из дешифратора n ´ 2n и схемы ИЛИ, к входам которой через плавкие перемычки подключены выходы дешифратора
Функция DO по форме совпадает с СДНФ, т. е. с помощью ПЗУ, имеющего n адресных входов xp, можно реализовать любую функцию n переменных.
Рис.2. Постоянное запоминающее устройство с плавкими перемычками
EPROM
В различных источниках эта аббревиатура расшифровывается по-разному. В одних случаях ее называют какErasable Programmable ROM (стираемые программируемые ПЗУ), в других– как Electrically Programmable ROM (электрически программируемые ПЗУ). Обе этих расшифровки отражают качественные отличия EEPROM. Этот тип памяти программируется электрическим сигналом, но для того, чтобы за-писать новую информацию, необходимо произвести стирание. Стирание ячеек EPROM выполняется сразу для всей микросхемы посредством облучения чипа ультрафиолетовыми или рентгеновскими лучами в течение нескольких минут. Микросхемы, стирание которых производится путем засвечивания ультрафиолетом, были разработаны Intel в1971 году, и носят названиеUV-EPROM (приставкаUV (Ultraviolet) – ультрафиолет). Они содержат окошки из кварцевого стекла, которые по окончании процесса стирания заклеивают.
EPROM отIntel была основана на МОП-транзисторах с лавинной инжекцией заряда(FAMOS – Floating Gate Avalanche injection Metal Oxide Semiconductor, русский эквивалент– ЛИЗМОП). В первом приближении такой транзистор представляет собой конденсатор с очень малой утечкой заряда. Позднее, в1973 году, компания Toshiba разработала ячейки на основеSAMOS (Stacked gate Avalanche injection MOS, по другой версии– Silicon and Aluminum MOS) дляEPROM памяти, а в1977 году Intel разработала свой вариант SAMOS.
В EPROM стирание приводит все биты стираемой области в одно состояние(обычно во все единицы, реже – во все нули). Запись на EPROM, как и в PROM, осуществляется при помощи специальных программаторов (они, однако, отличаются от программаторов для PROM).
Появление этого типа памяти значительно расширило возможности разработчиков. Тем не менее, EPROM свойственны некоторые недостатки – небольшое количество циклов перезаписи, невозможность стирания части хранимых данных. Кроме того, обращаться с ними было непросто– с одной стороны, существует высокая вероятность не до конца удалить имеющиеся данные, что в конечном итоге приведет к сбоям, а с другой стороны, есть вероятность передержать микросхему под ультрафиолетом, что может уменьшить срок службы микросхемы и даже привести к ее полной негодности. В настоящее время EPROM практически полностью вытеснена с рынка EEPROM и Flash.
EEPROM
(Electronically EPROM) – электрически стираемые ППЗУ были разработаны в1979 году в той же Intel. В1983 году вышел первый16 Кбит образец, изготовленный на основе FLOTOX-транзисторов(Floating Gate Tunnel-OXide – «плавающий» затвор с туннелированием в окисле).
Флэш-память является разновидностью EEPROM, но в ней используется несколько отличный от EEPROM тип ячейки-транзистора.
Главной отличительной особенностью EEPROM (в т. ч. Flash) от ранее рассмотренных нами типов энергонезависимой памяти является возможность перепрограммирования при подключении к стандартной системной шине микропроцессорного устройства. ВEEPROM появилась возможность производить стирание отдельной ячейки при помощи электрического тока. Для EEPROM стирание каждой ячейки выполняется автоматически при записи в нее новой информации, т. е. можно изменить данные в любой ячейке, не затрагивая остальные. Процедура стирания обычно существенно более длительная, чем процедура записи.
Запоминающий элемент ПЗУ
Основой данного ЗЭ является биполярный транзистор VT. База транзистора подключена к адресной линии АЛ, а эмиттер – к линии данных ЛД (рис. 3).
Рис. 3. Запоминающий элемент ПЗУ на биполярном транзисторе
Для выбора данного ЗЭ необходимо на базу транзистора подать уровень логической 1, тогда транзистор VT открыт и состояние на разрядной линии данных будет потенциал, близкий к 5 В (отличающийся от него на величину падения напряжения на открытом транзисторе), т.е. логическая 1. Для программируемого ПЗУ, запоминающий элемент которого показан на рис. 42, при со-хранении плавкой вставки П замыкается цепь ” 5 В; открытый транзистор VT ; плавкая вставка П; ЛД, подключенная к потенциалу земли через сопротивление (на рис. 2 не показано и находится за пределами ЗЭ)”. Вследствие протекания тока по данной цепи потенциал ЛД повышается почти до 5 В, как было сказано выше. Если вставка расплавлена, ток по данной цепи не течет, на ЛД – потенциал земли, что соответствует занесению в данный ЗЭ логического нуля.
9. (3.6) Ячейка памяти ОЗУ динамического типа. Схема и принцип работы запоминающих элементов ОЗУ на биполярных и на полевых транзисторах.
§
Данный запоминающий элемент (ЗЭ) представляет собой триггер, построенный на двух биполярных транзисторах, базы которых соединены с коллекторами “крест накрест” (1,а). образуя положительную обратную связь. За уровень логического нуля принимается потенциал, близкий к потенциалу земли, а за уровень логической единицы – напряжение, близкое к 5 В. К накопителю данный ЗЭ подключается адресной линией АЛ и разрядной линией РЛ (1,б).
Рис. 1. Запоминающий элемент статического биполярного ОЗУ: а – принципиальная схема; б – структурная схема подключения к линиям.
Доступ к ЗЭ обеспечивается подачей напряжения 5 В (уровень логической единицы) на АЛ. При этом возможны режимы:
- запись информации –
- запись “0” – когда на разрядную линию РЛ подаётся логический 0. При этом транзистор VT 1 открыт через верхний эмиттер, в точке “а” (1,а) будет низкий потенциал, отличающийся от потенциала земли на величину падения напряжения на открытом транзисторе (порядка 0,4 В). Этот низкий потенциал поступает на базу VT 2 и закрывает его. Таким образом, через VT 2 ток не протекает, падения напряжения на сопротивлении R 2 нет, поэтому в точке “б” схемы будет потенциал, практически равный 5 В. Он подается на базу транзистора VT 1 и подтверждает его открытое состояние. Триггер пришёл в устойчивое состояние: VT 1 открыт, VT 2 закрыт. Это состояние принимается за нулевое ;
- запись “1” – когда на разрядную линию РЛ подается логическая 1. Потенциалы обоих эмиттеров и коллектора транзистора VT 1 будут одинаковы и равны 5 В. Поэтому VT 1 закрыт, ток через него не протекает, падения напряжения на сопротивлении R 1 нет. Следовательно, потенциал точки “а” будет практически равен 5 В. Он подается на базу VT 2 и открывает его. Из-за разности потенциалов между 5 В на коллекторе VT 2 и 1,5 В на его верхнем эмиттере через открытый VT 2 протекает ток по цепи: 5 В, сопротивление R 2, коллектор, база, верхний эмиттер VT 2. Основная часть падения напряжения в этой цепи в силу малого сопротивления открытого транзистора VT 2 приходится на сопротивление R 2. Поэтому в точке “б” будет низкий потенциал. Он поступает на базу транзистора VT 1 и подтверждает его закрытое состояние. Таким образом триггер пришёл в другое устойчивое состояние: VT 1 закрыт, VT 2 открыт. Оно принимается за единичное.
- считывание информации – когда на РЛ подается промежуточный потенциал 1,5 В. Доступ к ЗЭ по-прежнему обеспечивается пода-чей на адресную линию логической 1. При этом возможны варианты:
- чтение “0”. Если ЗЭ находился в состоянии логического 0 ( VT 1 был открыт, а VT 2 закрыт) по РЛ потечёт больший ток, который преобразуется с помощью схем обрамления и на выход схемы подаётся как потенциал логического нуля;
- чтение “1”. Если же в предыдущий момент времени ЗЭ находился в состоянии логической 1 ( VT 2 был открыт, а VT 1 закрыт) по РЛ потечёт меньший ток, который преобразуется с помощью схем обрамления и на выход схемы подаётся как потенциал логической единицы.
- хранение информации – когда на
подаётся 0, а на РЛ уровень логической 1 независимо от подаваемого на информационный вход памяти уровня сигнала. При этом переключение триггера в новое состояние невозможно, поэтому ЗЭ сохраняет ранее записанную информацию. Её сохранение происходит сколь угодно долго (“статично”) при наличии электропитания в схеме. Отсюда и название данного типа ОЗУ – статическое.
При потере и восстановлении питания состояние каждого ЗЭ непредсказуемо и определяется разбросом параметров транзисторов. Как правило, в управляющей программе предусматривается обнуление памяти.
§
Основой данного ЗЭ является n МОП-транзистор VT 1 (рис 2,а). Транзисторы VT 2 и VT 3 служат для обеспечения доступа к ЗЭ (его выбора) с помощью двух линий адреса: либо адресной линии записи 
, либо адресной линии считывания 
(рис. 2,б). Уровни логических сигналов те же, что и в предыдущем случае.
| Рис. 2. Запоминающий элемент динамического ОЗУ на МОП-транзисторах: а – принципиальная схема; б – структурная схема подключения к линиям. |
Возможны следующие состояния схемы:
- запись информации обеспечивается подачей на адресную линию записи АЛзап логической единицы. При этом в транзисторе VT 2 образуется n -канал между стоком и истоком. Тогда потенциалы истока и стока VT 2 отличаются между собой на маленькую (порядка 0,2 В) величину падения напряжения открытого транзистора. В это же время на адресную линию считывания АЛсч должен подаваться сигнал логического нуля для изоляции VT 1 от разрядной линии считывания
. При этом возможны два случая: - Чтение информации обеспечивается подачей на адресную линию чтения
логической единицы. В этом случае 
-канал между стоком и истоком образуется в транзисторе VT 3. В это же время на адресную линию записи должен подаваться сигнал логического нуля для изоляции VT 1 от разрядной линии записи 
. Тогда в силу того, что потенциалы истока и стока транзистора VT 3 практически одинаковы, состояние на разрядной линии считывания определяется состоянием схемы в предыдущий момент времени: - Хранение информации обеспечивается комбинацией сигналов:
. При этом VT 2 и VT 3 закрыты, конденсатор между затвором и подложкой VT 1 (в идеале) заряд не изменяет.
Поскольку в действительности токи утечки в VT 1 весьма существенны, для реальной работы данного ОЗУ нужно постоянно, через определенные промежутки времени (в пределах 2 миллисекунд) подпитывать конденсатор на транзисторе VT 1, компенсируя утечку заряда. Этот процесс называется регенерацией. Осуществляется он с помощью специальных схем, которые могут быть и внешними, и внутренними для БИС ОЗУ. Поскольку любая зависимость от времени в технической литературе носит название динамической, данное ОЗУ называется динамическим. Очевидно, что при потере электропитания информация теряется.
Альтернативное пояснение
В качестве запоминающего элемента в ячейке памяти динамического ОЗУ используется конденсатор небольшой емкости (рис. 3). При записи данных происходит отпирание транзистора VT1, и через его малое сопротивление осуществляется заряд (если необходимо запомнить 1) или разряд (если запоминается 0) конденсатора С от источника входного информационного сигнала DI. В режиме хранения транзистор VT1 заперт, и конденсатор медленно разряжается через входное сопротивление VT3 и высокое выходное сопротивление транзистора VT1. Если время хранения логической 1 больше 2–4 мс, то конденсатор С необходимо периодически подзаряжать, подключая его к источнику напряжения питания (элементы схемы регенерации на рисунке не показаны). Обычно в качестве конденсатора С используется входная емкость транзистора VT3, составляющая единицы пикофарад.
Рис.3
Информация считывается при подаче логической 1 на затвор VT2. При этом транзистор VT2 открывается, и на сток транзистора VT3 подается напряжение питания. Если конденсатор С заряжен, то транзистор VT3 открывается и на выходе DO действует напряжение логического нуля. VT3 работает как транзисторный ключ, нагрузкой которого является транзистор VT2, поэтому он инвертирует входной сигнал. Если конденсатор С разряжен, то VT3 оказывается запертым и на линии DO действует логическая 1.
В DRAM требуется периодическое восстановление (регенерация) записанного состояния. В большинстве случаев современные СБИС динамической памяти имеют встроенные средства регенерации. DRAM позволяют реализовать большой объем памяти на кристалле.
См. также анимацию:
10. (2.6) Организация flash-памяти. Принцип считывания и записи информации в ячейке флэш-памяти.
В отличие от многих других типов полупроводниковой памяти, ячейка флэш-памяти не содержит конденсаторов – типичная ячейка флэш-памяти состоит всего-навсего из одного транзистора особой архитектуры. Ячейка флэш-памяти прекрасно масштабируется, что достигается не только благодаря успехам в миниатюризации размеров транзисторов, но и благодаря конструктивным находкам, позволяющим в одной ячейке флэш-памяти хранить несколько бит информации.
Флэш-память исторически происходит от ROM-памяти, но функционирует подобно RAM. Данные флэш хранит в ячейках памяти, похожих на ячейки в динамической RAM. В отличие от RAM, при отключении питания данные из флэш-памяти не пропадают. Это выгодно отличает флэш-память, однако замены памяти RAM не происходит из-за двух особенностей флэш-памяти: флэш работает существенно медленнее и имеет ограничение по количеству циклов перезаписи (от 10 тыс. до 1 млн для разных типов).
Информация, записанная на флэш-память, может храниться очень длительное время (от 20 до 100 лет) и способна выдерживать значительные механические нагрузки (в 5–10 раз превышающие предельно допустимые для обычных жестких дисков).
Основное преимущество флэш-памяти перед жесткими дисками и носителями CD-ROM состоит в том, что флэш-память потребляет значительно (примерно в 10–20 и более раз) меньше энергии во время работы. В устройствах CD-ROM, жестких дисках, кассетах и других механических носителях информации бóльшая часть энергии уходит на приведение в движение механики этих устройств. Кроме того, флэш-память компактнее большинства других механических носителей.
Благодаря низкому энергопотреблению, компактности, долговечности и относительно высокому быстродействию, флэш-память идеально подходит для использования в качестве накопителя в таких портативных устройствах, как цифровые фото- и видеокамеры, сотовые телефоны, портативные компьютеры, MP3-плееры, цифровые диктофоны и т. п.
Ячейки флэш-памяти бывают как на одном, так и на двух транзисторах.
В простейшем случае каждая ячейка хранит один бит информации и состоит из одного полевого транзистора со специальной электрически изолированной областью («плавающим» затвором – floating gate), способной хранить заряд многие годы. Наличие или отсутствие заряда кодирует один бит информации. Принцип конструирования ячеек флэш-памяти представлен на рис. 1:
Рис. 1 – Ячейка флэш-памяти
При записи заряд помещается на плавающий затвор одним из двух способов (зависит от типа ячейки): методом инжекции «горячих» электронов или методом туннелирования электронов. Стирание содержимого ячейки (снятие заряда с «плавающего» затвора) производится методом туннелирования.
Как правило, наличие заряда на транзисторе понимается как логический «0», а его отсутствие – как логическая «1».
Рассмотрим простейшую ячейку флэш-памяти на одном n-p-n транзисторе. Ячейки подобного типа чаще всего применялись в накопителях flash-памяти, а также в микросхемах EPROM.
Поведение транзистора зависит от количества электронов на «плавающем» затворе. «Плавающий» затвор играет ту же роль, что и конденсатор в DRAM, т. е. хранит запрограммированное значение.
Помещение заряда на «плавающий» затвор в такой ячейке производится методом инжекции «горячих» электронов (CHE – channel hot electrons), а снятие заряда осуществляется методом квантовомеханического туннелирования Фаулера-Нордхейма (Fowler-Nordheim, FN).
При чтении, в отсутствие заряда на «плавающем» затворе, под воздействием положительного поля на управляющем затворе образуется n-канал в подложке между истоком и стоком, и возникает ток.
Наличие заряда на «плавающем» затворе меняет вольт-амперные характеристики транзистора таким образом, что при обычном для чтения напряжении канал не появляется, и тока между истоком и стоком не возникает.
При программировании на сток и управляющий затвор подается высокое напряжение (причем на управляющий затвор напряжение подается приблизительно в два раза выше). «Горячие» электроны из канала инжектируются на плавающий затвор и изменяют вольт-амперные характеристики транзистора. Такие электроны называют «горячими», поскольку они обладают высокой энергией, достаточной для преодоления потенциального барьера, создаваемого тонкой пленкой диэлектрика.
При стирании высокое напряжение подается на исток. На управляющий затвор (опционально) подается высокое отрицательное напряжение. Электроны туннелируют на исток.
Рис. 2. Принцип считывания информации в ячейке флэш-памяти
Эффект туннелирования – один из эффектов, использующих волновые свойства электрона. Сам эффект заключается в преодолении электроном потенциального барьера малой «толщины». Для наглядности представим себе структуру, состоящую из двух проводящих областей, разделенных тонким слоем диэлектрика (обедненная область).
Преодолеть этот слой обычным способом электрон не может – не хватает энергии. Но при создании определенных условий (соответствующее напряжение и т. п.) электрон проскакивает слой диэлектрика (туннелирует сквозь него), создавая ток.
Различия методов туннелирования Фаулера – Нордхейма (FN) и метода инжекции «горячих» электронов:
Ø Channel FN tunneling – не требует большого напряжения. Ячейки, использующие FN, могут быть меньше ячеек, использующих CHE.
Ø CHE injection (CHEI) – требует более высокого напряжения по сравнению с FN. Таким образом, для работы памяти требуется поддержка двойного питания.
Ø Программирование методом CHE осуществляется быстрее, чем методом FN.
Следует заметить, что кроме FN и CHE существуют другие методы программирования и стирания ячейки, которые успешно используются на практике, однако два описанных нами применяются чаще всего.
Процедуры стирания и записи сильно изнашивают ячейку флэш-памяти, поэтому в устройствах флэш-памяти помимо самой микросхемы памяти дополнительно используют специальную микросхему-контроллер, которая управляет процессом стирания-записи и обеспечивает равномерное использование различных ячеек памяти. Права, в последнее время все чаще производители устройств флэш-памяти такой контроллер не используют, что приводит к снижению надежности.
Кроме наиболее часто встречающихся ячеек с «плавающим» затвором существуют также ячейки на основе SONOS-транзисторов, которые не содержат плавающего затвора. SONOS-транзистор напоминает обычный МНОП (MNOS) транзистор. В SONOS-ячейках функцию «плавающего» затвора и окружающего его изолятора выполняет композитный диэлектрик ONO. Расшифровывается SONOS (Semiconductor Oxide Nitride Oxide Semiconductor) как Полупроводник-Диэлектрик-Нитрид-Диэлектрик-Полупроводник. Вместо давшего название этому типу ячейки нитрида в будущем планируется использовать поликристаллический кремний.
Многоуровневые ячейки
В последнее время многие компании проводят исследования микросхем флэш-памяти, в которых одна ячейка хранит не один, а два и более бит.
Такие ячейки называются многоуровневыми (в английском варианте MLC – Multi Level Cell). Флэш-память, в которой используются двухбитовые ячейки, уже анонсированы. Кроме того, уже известно, что в лабораторных условиях получены прототипы, хранящие 4 бита в одной ячейке. В настоящее время активно ведутся исследования, связанные с поиском предельного числа бит, которое способна хранить многоуровневая ячейка.
В технологии MLC используется аналоговая природа ячейки памяти. Как известно, обычная однобитная ячейка памяти может принимать два состояния – «0» или «1». Во флэш-памяти эти два состояния различаются по величине заряда, помещенного на «плавающий» затвор транзистора. В отличие от «обычной» флэш-памяти, MLC способна различать более двух величин зарядов, помещенных на «плавающий» затвор, и, соответственно, большее число состояний. При этом каждому состоянию в соответствие ставится определенная комбинация значений бит. Например, для того, чтобы емкость ячейки была равна двум битам, необходимо различать четыре уровня заряда.
Во время записи на «плавающий» затвор помещается количество заряда, соответствующее необходимому состоянию. От величины заряда на «плавающем» затворе зависит пороговое напряжение транзистора. Пороговое напряжение транзистора можно измерить при чтении и определить по нему записанное состояние, а значит и записанную последовательность бит.
Идеология построения MLC микросхем определяет их основное преимущество по сравнению с обычными микросхемами флэш-памяти: при равном размере микросхем и одинаковом техпроцессе «обычной» и MLC-памяти, последняя способна хранить больше информации (размер ячейки тот же, а количество хранимых в ней бит – больше).
К основным недостаткам MLC можно отнести следующие:
Ø снижается помехоустойчивость этих ячеек и, соответственно, надежность хранения по сравнению с однобитными ячейками. Это приводит к необходимости встраивать более сложный механизм коррекции ошибок, что в свою очередь приводит к усложнению схемы;
Ø быстродействие микросхем на основе MLC зачастую ниже, чем у микросхем на основе однобитных ячеек;
Ø поскольку компьютерная система целиком работает с двоичными цифровыми сигналами, необходимо разработать и встроить в устройство памяти специфические схемы чтения/записи многоуровневых ячеек.
11. (3.3) Усилители электрических сигналов. Классификация, основные характеристики усилителей. Операционные усилители.
Устройства, с помощью которых путем затраты небольшого количества электрической энергии управляют энергией существенно большей, называют усилителями. Усилитель предназначен для усиления мощности электрического сигнала, что достигается за счет энергии источников питания. Усилители находят широкое применение в различных областях науки и техники. В состав усилителя входят усилительный (активный) элемент, пассивные элементы и источник питания. Назначение усилительного элемента – преобразование электрической энергии источника питания в энергию усиливаемых сигналов. Активными элементами, с помощью которых осуществляется управление энергией источников питания, чаще всего являются транзисторы.
Усиливаемый сигнал, подаваемый на вход усилителя, осуществляет управление процессом преобразования этой энергии. В результате выходной сигнал является функцией входного сигнала. Мощность выходного сигнала за счет энергии источника питания во много раз больше мощности усиливаемого сигнала. Мощность усиленных сигналов выделяется в нагрузке, которую включают в выходную цепь усилителя. Пассивные элементы усилителя служат для обеспечения нужного режима работы усилительного элемента и для некоторых других целей.
Усилитель можно представить в виде четырехполюсника 2 к входным зажимам которого подключен источник сигнала 1, а к выходным – нагрузка 3 (рисунок 1). Если один усилительный элемент усилителя не обеспечивает нужного усиления сигнала, используют несколько усилительных элементов, соединяя их между собой с помощью тех или иных элементов связи; резисторов, трансформаторов и др. Один усилительный элемент и отнесенные к нему элементы называют усилительным каскадом.
Классификация усилителей
Признаки классификации:
- Характер входного сигнала.
- Назначение.
- Режим работы нелинейного активного элемента.
- Тип активного элемента.
- Полоса усиливаемых частот.
По характеру усиливаемых сигналов различают:
- Усилители непрерывных сигналов. Здесь пренебрегают процессами установления. Основная характеристика – частотная передаточная.
- Усилители импульсных сигналов. Входной сигнал изменяется настолько быстро, что переходные процессы в усилителе являются определяющими при нахождении формы сигнала на выходе. Основной характеристикой является импульсная передаточная характеристика усилителя.
По назначению усилителя делятся на:
- усилители напряжения,
- усилители тока,
- усилители мощности.
Все они усиливают мощность входного сигнала. Однако собственно усилители мощности должны и способны отдать в нагрузку заданную мощность при высоком коэффициенте полезного действия.
С точки зрения выбора режима работы активного элемента различают:
- Режим слабого сигнала. Нелинейный активный элемент работает в квазилинейном режиме. Применяется в усилителях напряжения или тока.
- Режим большого сигнала. Применяется в усилителях мощности.
По типу используемых активных элементов усилители делятся на ламповые; транзисторные; диодные; параметрические; СВЧ-усилители, работающие с помощью специальных СВЧ-приборов и др.
В зависимости от вида частотной передаточной характеристики усилителя и абсолютным значениям полосы частот различают:
- Усилители постоянного тока (УПТ). Такое название обусловлено тем, что они способны усиливать очень медленные изменения сигналов (в том числе постоянные), т.е. рабочая полоса частот начинается от нулевой частоты до некоторой верхней граничной частоты. Величина верхней граничной частоты fв зависит от вида усиливаемых сигналов. Так, если УПТ используется в канале изображения телевизионной системы, то fв составляет 6 – 6,5 МГц , т.е. УПТ это, как правило, широкополосный усилитель.
- Усилители низкой частоты (усилители звуковой частоты). Название условное, оно подчеркивает, что нижняя граничная частота лежит в области низких частот, несоизмеримо ниже верхней граничной частоты. Само значение верхней граничной частоты может быть разным: от единиц-десятков КГц до сотен МГц. АЧХ таких усилителей имеет вид:
- Усилители радиочастоты (полосовые усилители, усилители высокой частоты, избирательные усилители). АЧХ таких усилителей имеет вид:
Полоса частот усилителя значительно меньше средней частоты: 
§
1. Коэффициенты передачи по напряжению, по току и по мощности в полосе пропускания.
.
Часто используют значения коэффициента передачи в децибеллах
. 
2. Полоса пропускания усилителя по уровню половинной мощности ( 
по амплитуде) 2D f0,7, нижняя и верхняя граничные частоты: fн , fв .
3. Входное сопротивление – сопротивление между входными зажимами усилителя при подключенной нагрузке.
4. Выходное сопротивление усилителя – сопротивление между выходными зажимами вместе с известным сопротивлением источника сигнала.
5. КПД для усилителя мощности.
Важным свойством усилителя является неискаженная передача входного сигнала в нагрузку. Искажения сигналов в усилителе обусловлены двумя факторами:
1. Наличием в схеме усилителя реактивных элементов и межэлектродных ёмкостей в активном элементе , что приводит к так называемым частотным (линейным) искажениям сигналов. Различные частотные составляющие входного сигнала усиливаются по-разному, приводя к изменению формы сигнала. Линейные (амплитудные и фазовые) искажения определяются неравномерностью АЧХ и нелинейностью ФЧХ усилителя. Мерой амплитудных искажений является отношение коэффициента передачи усилителя на заданной частоте к коэффициенту передачи в полосе пропускания.
М=K(f)/Ko .
При М=1 амплитудные искажения отсутствуют, М>1 характеризует подъем АЧХ, М<1 характеризует спад АЧХ.
Нелинейность ФЧХ приводит к изменениям соотношений между фазами составляющих сигнала, и в конечном итоге к искажению формы сигнала. Частотные искажения называются линейными, т.к. они обусловлены линейными элементами схемы. Равномерность АЧХ и линейность ФЧХ усилителя в полосе сигнала характеризует передачу без искажений.
2. Наличие нелинейного элемента в усилителе приводит к появлению в спектре выходного сигнала составляющих с частотами, которых не было в исходном входном сигнале. Искажения, вызванные этими составляющими, называются нелинейными. Оценка нелинейных искажений производится по формуле
,
где Um,1 – амплитуда первой гармоники усиливаемого сигнала, Um,n – амплитуды высших гармонических составляющих сигнала на выходе усилителя.
Характеристикой, позволяющей выбрать режим работы с минимальными нелинейными искажениями, является амплитудная характеристика усилителя – зависимость амплитуды первой гармоники выходного сигнала от амплитуды гармонического сигнала на входе.
Примеры АХ:
Амплитуды входного сигнала Um,вх,minи Um,вх,max определяют динамический диапазон усилителя.
Для импульсных усилителей важной является переходная g(t) (или импульсная h(t)) характеристика усилителя. Это зависимость значения выходного напряжения от времени при скачкообразном изменении входного напряжения. При прохождении импульсного сигнала переходная характеристика позволяет оценить степень искажения сигнала на выходе. Типичный вид переходной характеристики УНЧ показан ниже.
Импульсная характеристика усилителя определяется как производная от переходной:
Она связана парой преобразований Фурье с частотной характеристикой усилителя:
Чем шире частотная характеристика, тем короче переходные процессы в усилителе; так нижняя граничная частота УНЧ отвечает за неискаженную передачу медленно меняющейся части усиливаемого сигнала (например, полочки в импульсе прямоугольной формы), а верхняя граничная частота – за неискаженную передачу быстро меняющейся части сигнала (например, фронтов прямоугольных импульсов).
При анализе электронных цепей в режиме малого сигнала усилитель представляют в виде линейного эквивалентного четырехполюсника (рис. 2.1), у которого
и 
– соответственно входное и выходное сопротивления, а 
– коэффициент усиления напряжения в режиме холостого хода (p – обобщенный оператор, принимающий частные значения в зависимости от типа преобразования). Если 
, то усилитель управляется напряжением, при обратном соотношении – током. Усилитель имеет потенциальный или токовый выход в зависимости от соотношения между выходным сопротивлением и сопротивлением нагрузки: 
или 
. В общем случае усилитель характеризуется тремя коэффициентами усиления: напряжения 
, тока 
и мощности 
, которые можно выразить через параметры эквивалентной схемы:
.
Поскольку параметры
зависят от p, их называют функциями: 
– входная функция; 
– выходная функция; 
– передаточные функции. Если рассматриваются свойства усилителя в частотной области, то 
– мнимая частота и передаточные функции имеют вид
.
Зависимость модуля 
от частоты 
называется амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ), а зависимость аргумента 
– фазочастотной характеристикой (ФЧХ). Общий вид этих характеристик показан на рис. 2.2. Кривые 1 относятся к усилителю постоянного тока (УПТ), у которого номинальный коэффициент усиления 
определяется на частоте 
, а кривые 2 – к усилителю переменного тока (УПрТ), у которого 
определяется в области средних частот, где фазовый сдвиг 
. Отклонение 
от горизонтальной прямой характеризует частотные искажения, которые оцениваются соответствующим коэффициентом 
. Частоты, на которых коэффициент частотных искажений 
равен определенной величине (чаще всего 0,707), называются граничными частотами полосы пропускания: 
– нижняя граничная частота (у УПТ 
= 0); 
– верхняя граничная частота. Фазовые искажения характеризуются величиной отклонения реальной ФЧХ от касательной, проведенной к ней в точке, где 
.
Во временной области свойства усилителя описываются переходной характеристикой, являющейся реакцией усилителя на скачок входного напряжения (или тока): 
. Общий вид изменения выходного напряжения 
при скачкообразном изменении входного напряжения 
от нуля до некоторого постоянного значения показан на рис. 2.3, где, как и на рис. 2.2, кривая 1 относится к УПТ, а кривая 2 – к УПрТ. Временные искажения в области малых времен характеризуются временем нарастания 
и временем установления 
, а в области больших времен (в усилителях переменного тока) – временем спада 
. Время установления 
отсчитывается до того момента, после которого выходное напряжение не будет выходить за пределы заданного коридора значений (обычно это 5…10 % от установившегося значения 
). Аналитическое выражение переходной характеристики получают путем обратного преобразования Лапласа произведения изображения единичного скачка и передаточной функции:
.
Кроме переходной характеристики к временным относится также импульсная характеристика 
.
Переходные искажения в области малых времен, как и частотные (фазовые) искажения в области верхних частот, вызываются паразитными ёмкостями схемы, межэлектродными ёмкостями полевых транзисторов, барьерной ёмкостью, а также инерционностью носителей в базе биполярных транзисторов. В усилителях переменного тока в качестве элементов межкаскадной связи используются разделительные конденсаторы, а для устранения местных отрицательных обратных связей по переменному току – блокирующие конденсаторы. Эти конденсаторы и являются причиной переходных искажений в области больших времен и частотных (фазовых) искажений в области нижних частот.
Частные, фазовые и переходные искажения являются линейными, поскольку они вызваны наличием в схеме линейных реактивных элементов или их аналогов и не приводят к изменению формы гармонического сигнала. Нелинейные искажения в усилителе возникают при большом выходном сигнале из-за нелинейных свойств транзисторов и проявляются в нарушении пропорциональной зависимости между амплитудами выходного и входного сигналов (
и 
на рис. 2.4), а также в искажении формы гармонического сигнала, что приводит к появлению на выходе усилителя высших гармоник (2-й, 3-й и т.д.). Мерой нелинейных искажений гармонического сигнала служит коэффициент гармоник
,
где 
– коэффициент κ-й гармоники; 
– амплитуда первой (основной) гармоники; 
– амплитуды высших гармоник. При вычислении 
часто ограничиваются учетом только нескольких первых гармоник, поскольку амплитуды высших гармоник, как правило, резко убывают с ростом их номеров.
Строго говоря, амплитудная характеристика (рис. 2.4) начинается не из точки “0”, что связано с выходным напряжением дрейфа в усилителях постоянного тока и электрическими флуктуациями, т.е. с шумами. Шумовые свойства усилителя оцениваются коэффициентом шума
,
который показывает во сколько раз отношение мощностей сигнала ( 
) и шума ( 
) на выходе усилителя хуже (меньше) этого же отношения на его входе. Таким образом, для каждого усилителя существует вполне определенный диапазон амплитуд усиливаемых сигналов (от 
до 
), так называемый динамический диапазон
,
который, с одной стороны, ограничивается допустимым отношением сигнал/шум (и дрейфом нуля в УПТ), а с другой стороны – допустимым значением коэффициента гармоник. Параметр 
измеряется в децибелах.
Усилитель постоянного тока
Усилителями постоянного тока (УПТ) называют такие приборы, которые могут усиливать медленно изменяющиеся электрические сигналы, т. е. они способны усиливать не только переменные, но и постоянные составляющие напряжения и тока. Низшая рабочая частота таких усилителей нулевая, а верхняя может быть любой, вплоть до очень высокой (несколько мегагерц).
Усилители постоянного тока – наиболее распространенный тип усилительных устройств в вычислительной технике. Они имеют много разновидностей (дифференциальные, операционные, усилители с преобразованием сигнала и др.). Амплитудно-частотная характеристика УПТ равномерна.
Исходя из назначения УПТ, связь между каскадами должна осуществляться таким образом, чтобы обеспечивалось прохождение постоянной составляющей, поэтому для межкаскадной связи нельзя использовать конденсаторы и трансформаторы. Усилители не должны содержать также блокировочных и разделительных конденсаторов. Связь между каскадами осуществляется или через резисторы, или непосредственно с помощью соединительных проводников (гальваническая межкаскадная связь).
В УПТ необходимо обеспечить условие, чтобы в отсутствие входного сигнала на выходе отсутствовали как переменная, так и постоянная составляющие сигнала, иначе нарушится пропорциональность между входным и выходным напряжениями. Однако если не будут приняты соответствующие меры, это требование в УПТ не будет соблюдаться. Отклонение напряжения на выходе усилителя от начального (нулевого) значения в отсутствие сигнала называется дрейфом усилителя.
Основными причинами дрейфа являются температурная и временная нестабильность параметров усилительных элементов, резисторов и источников питания, а также низкочастотные шумы и помехи. Дрейф нуля искажает усиливаемые сигналы, может нарушить работу цепи настолько, что она будет неработоспособна.
Для компенсации дрейфа нуля, возникающего за счет изменения температуры, применяют специальные термокомпенсационные схемы, а на входе усилителя – дифференциальные каскады. Иногда усилитель предварительно прогревают, чтобы все его элементы к началу работы имели постоянную температуру, реже – термостатируют. Для исключения дрейфа, являющегося следствием нестабильности источников питания, последние стабилизируют с помощью электронных, магнитных и других стабилизаторов.
УПТ не содержат элементов, которые не поддаются микромииатюризации, поэтому в основном выполняются в виде гибридных и полупроводниковых интегральных микросхем. Усилители могут быть однотактными и двухтактными (дифференциальными). В настоящее время усилители постоянного тока выполняют по дифференциальной схеме.
Дифференциальный усилитель
По структуре дифференциальные усилители (ДУ) являются усилителями постоянного тока. В микроэлектронике они являются одним из универсальных элементов линейных интегральных микросхем. Другое название их – параллельно-балансные каскады Их используют с целью обеспечения значительного снижения дрейфа нуля в усилителях постоянного тока.
Принцип работы балансной схемы можно пояснить на примере четырехплечевого моста, показанного на рисунке 2.5. Если выполняется условие R1/R2=R3/R4, т.е. мост сбалансирован, то в нагрузочном сопротивлении RH ток равен нулю. Баланс не нарушится и в том случае, если будут изменяться напряжение Е и сопротивления резисторов плеч моста, но при условии, что соотношение между сопротивлениями резисторов сохраняется.
Рис. 2.5
Операционные усилители
Операционным усилителем (ОУ) называют усилитель постоянного тока с дифференциальным входным каскадом, с очень высоким и стабильным коэффициентом усиления (от 1000 до 100000), широкой полосой пропускания (fв = 10 ÷ 100 МГц), высоким входным сопротивлением (Rвх >10 кОм), малым выходным сопротивлением (Rвых < 100 Ом), малым дрейфом нуля, высоким коэффициентом подавления синфазных сигналов, несимметричным выходом.
Таким образом, под термином «операционный усилитель» понимают высококачественный универсальный усилитель.
Условное обозначение ОУ показано на рисунке 2.6 а, а его амплитудная характеристика – на рисунке 2.6 б. Вход 1, обозначенный знаком плюс на рисунке 2.6 а, называют неинвертирующим (прямым), так как сигнал на выходе и CИГНАЛ на этом входе имеют одинаковую полярность. Вход 2, обозначенный знаком «–», называют инвертирующим, так как сигнал на выходе по отношению к сигналу на этом входе имеет противоположную полярность. На рисунке 2.6 в показана принципиальная схема ОУ.
Рис. 2.6
Питание осуществляется от двух последовательно включенных источников, напряжения которых одинаковы, но знаки относительно заземленной точки разные. Этим обеспечивается нулевой сигнал на выходе в отсутствие входного сигнала и возможность получить выходной сигнал или положительной, или отрицательной полярности. Сигнал можно подавать от симметричного источника сигнала, соединенного с общим проводом, на вход 1 – вход 2 либо от двух отдельных источников, один из которых подключают к инвертирующему входу и общему проводу, Другой – к неинвертирующему и общему проводу. Часто сигнал подают на неинвертирующий вход, а через инвертирующий вход ОУ охватывают глубокой ОС. В этом случае можно получать устройства с различными свойствами, которые будут определяться параметрами цепи ОС. С помощью такого ОУ можно осуществлять математические операции (умножение, интегрирование, дифференцирование, сравнение и др. отсюда название этих усилителей – операционные).
На рис.2.7 дано ещё одно схемное обозначение операционного усилителя. Входной каскад его выполняется в виде дифференциального усилителя, так что операционный усилитель имеет два входа. В дальнейшем будем, при необходимости, обозначать неинвертирующий вход буквой p (positive – положительный), а инвертирующий – буквой n (negative – отрицательный). Выходное напряжение Uвых находится в одной фазе с разностью входных напряжений:
Uвых = U1 – U2
Рис. 2.7
Рис. 1. Обозначение ОУ
Чтобы обеспечить возможность работы операционного усилителя как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, следует использовать двухполярное питающее напряжение. Для этого нужно предусмотреть два источника постоянного тока, которые, как это показано на рис. 1, подключаются к соответствующим внешним выводам ОУ. Обычно интегральные операционные усилители работают с напряжением питания /-15 В. В дальнейшем, рассматривая схемы на ОУ, мы, как правило, не будем указывать выводы питания.
Наконец, очень важное обстоятельство: операционный усилитель почти всегда охвачен глубокой отрицательной обратной связью, свойства которой и определяют свойства схемы с ОУ.
Принцип введения отрицательной обратной связи иллюстрируется рис. 2.8.
Рис. 2.8. Принцип отрицательной обратной связи
Часть выходного напряжения возвращается через цепь обратной связи ко входу усилителя. Если, как это показано на рис. 2, напряжение обратной связи вычитается из входного напряжения, обратная связь называется отрицательной.
Для физического анализа схемы, представленной на рис. 2, допустим, что входное напряжение изменилось от нуля до некоторого положительного значения Uвх. В первый момент выходное напряжение Uвых, а следовательно, и напряжение обратной связи bUвых также равны нулю. При этом напряжение, приложенное ко входу операционного усилителя, составит Uд = Uвх. Так как это напряжение усиливается усилителем с большим коэффициентом усиления KU, то величина Uвых быстро возрастет до некоторого положительного значения и вместе с ней возрастет также величина bUвых. Это приведет к уменьшению напряжения Uд, приложенного ко входу усилителя. Тот факт, что выходное напряжение воздействует на входное напряжение, причем так, что это влияние направлено в сторону, противоположную изменениям входной величины и есть проявление отрицательной обратной связи. После достижения устойчивого состояния выходное напряжение ОУ
Uвых =KUUд =KU(Uвх – bUвых).
Решив это уравнение относительно Uвых, получим:
K=Uвых /Uвх =KU/(1 bKU) (1)
При bKU >> 1 коэффициент усиления ОУ, охваченного обратной связью составит
K ≈1/b (2)
Таким образом, из этого соотношения следует, что коэффициент усиления ОУ с обратной связью определяется почти исключительно только обратной связью и мало зависит от параметров самого усилителя. В простейшем случае цепь обратной связи представляет собой резистивный делитель напряжения. При этом схема с ОУ работает как линейный усилитель, коэффициент усиления которого определяется только коэффициентом ослабления цепи обратной связи. Если в качестве цепи обратной связи применяется RC-цепь, то образуется активный фильтр. Наконец, включение в цепь обратной связи ОУ диодов и транзисторов позволяет реализовать нелинейные преобразования сигналов с высокой точностью.
Типовая схема ОУ показана на рисунке 2.9. В ней имеется два дифференциальных каскада. Один – на транзисторах Т1 И Т2, другой – на транзисторах Т3 и Т4 (каскады предварительного усиления); переходный однотактный каскад на транзисторе Т5, и выходной каскад (мощный) на транзисторах T6 и Т7 , выполненный по схеме эмиттерного повторителя с дополнительной симметрией. Диоды играют роль нелинейных сопротивлений, обеспечивающих температурную стабильность.
Рис. 2.9
Многообразие функций, которые можно выполнять ОУ, сделало его основным универсальным устройством аналоговых (линейных) интегральных микросхем.
По размерам и цене операционные усилители практически не отличаются от отдельного транзистора. В то же время, преобразование сигнала схемой на ОУ почти исключительно определяется свойствами цепей обратных связей усилителя и отличается высокой стабильностью и воспроизводимостью. Кроме того, благодаря практически идеальным характеристикам ОУ реализация различных электронных схем на их основе оказывается значительно проще, чем на отдельных транзисторах. Поэтому операционные усилители почти полностью вытеснили отдельные транзисторы в качестве элементов схем (“кирпичиков”) во многих областях аналоговой схемотехники.
12. (1.4) Источники вторичного питания. Выпрямители. Сглаживающие фильтры. Стабилизация напряжения и тока.
§
Источники вторичного питания предназначены для создания напряжений и токов, необходимых для питания радиоэлектронной аппаратуры. Они обеспечивают допустимый уровень переменных составляющих в выходном постоянном напряжении, стабильность выходного напряжения (или тока) при изменении напряжения сети или тока нагрузки, заданную экономичность, устойчивость к перегрузкам и коротким замыканиям выходных зажимов, работоспособность в заданном диапазоне температур.
Функциональная схема источника питания показана на рисунке 1.
Трансформатор Т служит для преобразования переменного напряжения U1 сети в необходимое напряжение U2 и для гальванической развязки источника питания от сети. Выпрямитель В, состоящий из выпрямительных диодов, преобразует переменное напряжение U в постоянное пульсирующее напряжение U3, а сглаживающий фильтр СФ преобразует его в постоянное напряжение U4 с небольшими пульсациями. Напряжение U4 может быть использовано для питания каскадов аппаратуры, нормально работающих и при пульсациях (например, оконечных каскадов усилителей мощности звуковой частоты). Стабилизатор напряжения СН предназначен для окончательного сглаживания пульсаций, а также создания напряжения URн которое мало зависит от напряжения U1 сети и тока IH нагрузки.
Выпрямители
Выпрямители – это устройства, предназначенные для преобразования переменных напряжений (токов) в постоянные напряжения (токи). В схеме однополупериодного выпрямления (рисунок 2 а, б) в течение первого полупериода (полярность напряжения U2, вторичной обмотки трансформатора Т указана без скобок) ток нагрузки Iн проходит по цепи: вывод 1 трансформатора Т, диод VD, резистор Rн, вывод 2. При этом на нагрузке появляется синусоидальный импульс напряжения URH (рисунок 2 б), а на диоде VD – малое прямое напряжение Uпр (рисунок 2 г). В течение следующего полупериода (полярность напряжения указана в скобках) в цепи нагрузки протекает малый обратный ток Iобр диода VD, максимальное обратное напряжение на котором будет равно амплитуде вторичного напряжения U2m.
Так как при однополупериодном выпрямлении выходное напряжение один раз за период достигает максимального значения, частота его пульсаций равна частоте сети. Такую схему выпрямления имеют, например, слаботочные высоковольтные выпрямители, служащие для питания анодов электронно-лучевых трубок.
В схеме двухполупериодного выпрямления с нулевым выводом (рисунок 3 а), временные диаграммы которой показаны на рисунке 3 б, в, г, д, е, в первый полупериод в точке 1 относительно точки 2 действует положительное напряжение, а в точке 3 – отрицательное. Вторичную обмотку трансформатора Т выполняют так, чтобы в точках 1 и 3 были одинаковые, но противофазные относительно точки 2 напряжения. U’2 и U”2– Напряжение U’2 вызывает ток I1, который протекает по цепи: точка 1, диод VD1, резистор RН, точка 2 (т.е. ток в нагрузку поступает с верхней половины вторичной обмотки трансформатора Т). Ток I1 создает на резисторе RH падение напряжения URH, полярность которого указана, а амплитуда равна амплитуде напряжения U2m между точками 1 и 2. В течение этого полупериода диод VD2 закрыт напряжением, действующим между точками 1 и 3, максимальное значение которого равно амплитудному значению напряжения на всей вторичной обмотке трансформатора или двойной его амплитуде 2U2m на ее половине. При этом на проводящем ток в течение всего полупериода диоде VD1 образуется небольшое прямое падение напряжения U .
В следующий полупериод диод VD2 начинает проводить ток по цепи: точка 3, диод VD2, резистор RH, точка 2. При этом на нагрузке появляется синусоидальный импульс напряжения той же полярности, что и в первый полупериод. Диод VD1 в течение второго полупериода закрыт. Таким образом, диоды поочередно проводят ток в нагрузку.
Частота пульсаций выходного напряжения при двухполупериодном выпрямлении равна удвоенной частоте напряжения сети, так как за один период ток нагрузки дважды достигает максимума. Такую схему выпрямления используют в сильноточных низковольтных выпрямителях.
Сглаживающие фильтры
Сглаживающие фильтры предназначены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения до необходимого уровня. Оценивают выпрямленное напряжение коэффициентом пульсаций kп – отношением амплитуды первой гармоники U
1m
, к среднему выходному напряжению Ucp, т.е.
kп= U1m/Ucp.
Обычно kп определяют как отношение половины размаха пульсаций ∆U (рисунок 4) к среднему выходному напряжению Ucp , т.e.
(1)
Сглаживание пульсаций оценивают коэффициентом сглаживания kсгл, который показывает, во сколько раз коэффициент пульсаций kпвых на выходе фильтра меньше коэффициента пульсаций kпвх на его входе, т.е. kсгл = kпвх / kпвых (2)
Индуктивный фильтр
Индуктивный сглаживающий фильтр (рисунок 5 а) представляет собой катушку индуктивности L (дроссель), активное сопротивление которой RДP (рисунок 5 б) постоянному току I невелико и значительно меньше сопротивления нагрузки RН. Поэтому напряжение на нагрузке URH близко по значению постоянной составляющей U= входного напряжения Uвх.
Для переменной составляющей тока I= реактивное сопротивление ХДР значительно больше сопротивлений Rдр и Rн, поэтому основное падение напряжения, вызванное током I приходится на катушку индуктивности, а на нагрузке переменное напряжение невелико.
Коэффициент сглаживания такого фильтра может быть определен как:
(3)
Для улучшения сглаживания выбирают схему выпрямления с наибольшей частотой пульсаций fп индуктивность катушки L должна быть по возможности большей, а ее активное сопротивление RДP – малым.
Индуктивные сглаживающие фильтры применяют в сильноточных выпрямителях.
Мкостной фильтр
Ёмкостной фильтр (рисунок 5.6 а) представляет собой конденсатор Сф, сопротивление которого переменному току значительно меньше сопротивления нагрузки RH. Поэтому общее сопротивление параллельно включенных конденсатора Сф и нагрузки RH оказывается значительно меньше сопротивлений диодов и обмотки трансформатора, являющихся внутренним сопротивлением выпрямителя. Падение напряжения, вызываемое переменной составляющей выпрямленного тока, происходит в основном на внутреннем сопротивлении выпрямителя и лишь незначительное переменное напряжение пульсаций выделяется на нагрузке RH. Сглаживание пульсаций тем лучше, чем больше ёмкость конденсатора Сф и сопротивление нагрузки RH. Ёмкостные фильтры широко используются в источниках питания.
Индуктивно-ёмкостной фильтр
Индуктивно-ёмкостной (LC) фильтр (рисунок 5.6 б) состоит из катушки индуктивности Lф и конденсатора Сф. Коэффициент сглаживания LC-фильтра определяется:
(4)
LC-фильтры обладают лучшими по сравнению с другими фильтрами параметрами, но громоздки и довольно дороги. Эти фильтры применяют в выпрямителях, предназначенных для питания выходных каскадов мощных передатчиков на электронных лампах, а также в тиристорных выпрямителях, так как тиристоры могут работать только на индуктивную нагрузку и выходят из строя, если первый элемент сглаживающего фильтра – конденсатор.
Резистивно-ёмкостной фильтр
Резистивно-ёмкостной (RC) фильтр (рисунок 6 в) состоит из резистора Rф и конденсатора Сф.
Коэффициент сглаживания RC-фильтра:
(5)
Для увеличения kcгл номиналы резистора Rф и конденсатора Сф должны быть как можно большими, а схема выпрямления иметь наибольшую частоту пульсаций. Однако чрезмерное увеличение сопротивления резистора Rф уменьшает выходное напряжение и КПД фильтра, т.к. на резисторе Rф рассеивается слишком большая мощность, поэтому его сопротивление рассчитывают по формуле:
Rф =(0,15 ÷ 0,5)Rн. (6)
RС-фильтры просты по конструкции, сравнительно дешевы и применяются в маломощных источниках питания, имеющих ток нагрузки несколько десятков миллиампер.
§
Стабилизатор – электронное устройство, предназначенное для стабилизации напряжения (тока) в цепи вторичного электропитания Стабилизированные источники питания в основном применяют в радиоэлектронных устройствах, выполненных на транзисторах интегральных микросхемах, так как для их работы необходимы постоянные и независимые питающие напряжения и токи. Кроме тoго, стабилизаторы напряжения защищают эти устройства от кратковременных бросков напряжения сети, предохраняя от перенапряжений транзисторы и микросхемы. Одновременно стабилизаторы сглаживают пульсации выпрямленного напряжения, т. е. ведут себя как активные сглаживающие фильтры.
Стабилизатор напряжения
Стабильность выходного напряжения оценивают коэффициентом стабилизации:
kст = (∆Uвx / ∆Uвых)⋅(Uвыx / Uвx), (7)
где ∆Uвх – изменение входного напряжения;
∆Uвых – изменение выходного напряжения, вызванное изменением входного.
В параметрических стабилизаторах напряжения (рисунок 7) используется малая зависимость напряжения стабилитрона от проходящего через него тока (см. ВАХ стабилитрона).
При этом входное напряжение Uвх распределяется между ограничивающим резистором Rогр и параллельно включенными стабилитроном VD и резистором нагрузки RH. Схему стабилизатора рассчитывают так, чтобы при полных изменениях напряжения Uвх режим стабилитрона соответствовал рабочему участку. В этом случае напряжение на нагрузке изменяется не более чем на малую величину δUст, т.е. будет стабильным. При импульсном изменении нагрузки параллельно стабилитрону включают конденсатор С (см. рисунок 7), зарядом которого поддерживается выходное напряжение в моменты увеличения нагрузки.
Параметрический стабилизатор имеет kст порядка 20-30. Больший kст получают последовательным включением двух параметрических стабилизаторов, но в этом случае недопустимо мал КПД. Параметрические стабилизаторы применяют в качестве вспомогательных опорных источников напряжения в стабилизаторах напряжения и тока других типов, а также когда ток нагрузки невелик – несколько миллиампер.
Компенсационные стабилизаторы напряжения бывают двух типов: с параллельным (рисунок 8) и последовательным (рисунок 9) регулирующими элементами.
В схеме, показанной на рисунке 8, регулирующий элемент РЭ включен параллельно нагрузке Rн и его сопротивление задается выходным сигналом управляющего элемента УЭ, на вход которого для сравнения поступают выходные напряжения Uвыx и Uon соответственно стабилизатора и источника опорного напряжения ИОН (обычно это параметрический стабилизатор). При увеличении входного напряжения Uвх (или нагрузки RH) увеличивается выходное URH. Сигнал рассогласования UР = URн – Uоп, усиливаемый управляющим элементом УЭ, уменьшает сопротивление РЭ. При этом токи I1 и Iо= I1 Iн увеличиваются, увеличивая падение напряжения U0 на балластном резисторе Rо частично компенсируя рост Uвx. При уменьшении входного напряжения происходит обратное: ток I1 и напряжение U0 уменьшаются, частично компенсируя уменьшение Uвx.
В схеме, показанной на рисунке 5.9, регулирующий элемент включен последовательно нагрузке RН. При увеличении Uвx увеличиваются напряжение нагрузки URн, сигнал рассогласование Uр = Uвых – Uоп и сопротивление регулирующего элемента РЭ. При этом напряжение UРЭ увеличивается, частично компенсируя рост URн.
Компенсационный стабилизатор напряжения на транзисторах (рисунок 10) имеет цепь тока нагрузки, состоящую из двух участков коллектор-эмиттер регулирующего транзистора VT1 (так выполнен регулирующий элемент) и резистора нагрузки RH. Входное напряжение распределяется между этими участками цепи, т.е. Uвx = Uкэ1 URн . Усилитель сигнала рассогласования выполнен на транзисторе VT2, на переход база – эмиттер которого поступает напряжение рассогласования:
Uр = αURн – Uоп , (8)
где αURн – напряжение базы, пропорциональное напряжению URн нагрузки;
α = R4 / (R3 R4) – коэффициент пропорциональности.
Вырабатываемое параметрическим стабилизатором на стабилитроне VD опорное напряжение Uon не зависит от напряжения Uвx и тока нагрузки IН .
При подаче усиленного сигнала рассогласования UP на базу регулирующего транзистора VT1, потенциал эмиттера которого равен напряжению нагрузки URH , напряжение на эмиттерном переходе:
UБЭ1=UК2 – URн . (9)
При увеличении входного напряжения напряжение нагрузки растет и увеличиваются напряжение базы αURн и токи транзистора VT2. При этом уменьшаются напряжения Uк2 и Uбэ, и соответственно токи базы и эмиттера транзистора VT1. Это равноценно увеличению сопротивления промежутка коллектор-эмиттер транзистора VT1 и падения напряжения на нем, т.е. почти все приращение входного напряжения Uвх приходится на регулирующий транзистор.
При уменьшении входного напряжения уменьшаются сопротивление промежутка коллектор-эмиттер транзистора VT1 и напряжение на этом транзисторе, а выходное напряжение остается неизменным. Коэффициент стабилизации компенсационных стабилизаторов напряжения достигает сотен и даже тысяч единиц. Эти стабилизаторы являются основными источниками питания радиоэлектронных устройств на транзисторах и микросхемах.
Стабилизатор тока
Для питания некоторых каскадов радиоэлектронной аппаратуры необходимы стабилизированные токи, значения которых не зависят от входных напряжений и сопротивлений нагрузки. Параметрический стабилизатор тока (рисунок 11 а) выполняется на транзисторе, включенном по схеме с ОБ.
Эмиттерный ток транзистора IЭ=Ucт/R1, поскольку обычно сопротивление резистора R1 значительно больше сопротивления, эмиттерного перехода. Т.к. ток коллектора
IК = Н21⋅Iэ = H21 ⋅ Uст /Rэ не зависит от сопротивления нагрузки и входного напряжения, данная схема является стабилизатором тока.
Компенсационный стабилизатор тока (рисунок 11 б) имеет схему, аналогичную схеме компенсационного стабилизатора напряжения. Отличие состоит лишь в том, что резистор нагрузки подключается вместо резистора R3.
В качестве источника опорного напряжения используется параметрический стабилизатор на низковольтном стабилитроне VD. Сопротивление эталонного резистора определяют по формуле:
RЭТ = (Uоп UбэVT2) / Iн . (10)
Поскольку все параметры в этой формуле стабильны и не зависят от входного напряжения и тока нагрузки, стабилен и ток нагрузки.
13. (2.5) Выпрямители переменного напряжения.
Выпрямители используются в блоках питания радиоэлектронных устройств и компьютеров для преобразования переменного напряжения в постоянное. Схема любого выпрямителя содержит 3 основных элемента:
· Силовой трансформатор – устройство для понижения или повышения напряжения питающей сети и гальванической развязки сети с аппаратурой.
· Выпрямительный элемент (вентиль), имеющий одностороннюю проводимость – для преобразования переменного напряжения в пульсирующее.
· Фильтр – для сглаживания пульсирующего напряжения.
Выпрямители могут быть классифицированы по ряду признаков:
· по схеме выпрямления – однополупериодные, двухполупериодные, мостовые, с удвоением (умножением) напряжения, многофазные и др.
· По типу выпрямительного элемента – ламповые(кенотронные), полупроводниковые, газотронные и др.
· По величине выпрямленного напряжения – низкого напряжения и высокого.
· По назначению – для питания анодных цепей, цепей экранирующих сеток, цепей управляющих сеток, коллекторных цепей транзисторов, для зарядки аккумуляторов и др.
Основные характеристики выпрямителей:
Основными характеристиками выпрямителей являются:
· Номинальное напряжение постоянного тока – среднее значение выпрямленного напряжения, заданное техническими требованиями. Обычно указывается напряжение до фильтра U0 и напряжение после фильтра (или отдельных его звеньев – U. Определяется значением напряжения, необходимым для питаемых выпрямителем устройств.
· Номинальный выпрямленный ток I0 – среднее значение выпрямленного тока, т.е. его постоянная составляющая, заданная техническими требованиями. Определяется результирующим током всех цепей питаемых выпрямителем.
· Напряжение сети Uсети – напряжение сети переменного тока, питающей выпрямитель. Стандартное значение этого напряжения для бытовой сети – 220 вольт с допускаемыми отклонениями не более 10 %.
· Пульсация – переменная составляющая напряжения или тока на выходе выпрямителя. Это качественный показатель выпрямителя.
· Частота пульсаций – частота наиболее резко выраженной гармонической составляющей напряжения или тока на выходе выпрямителя. Для самой простой-однополупериодной схемы выпрямителя частота пульсаций равна частоте питающей сети. Двухполупериодные, мостовые схемы и схемы удвоения напряжения дают пульсации, частота которых равна удвоенной частоте питающей сети. Многофазные схемы выпрямления имеют частоту пульсаций, зависящую от схемы выпрямителя и числа фаз.
· Коэффициент пульсаций – отношение амплитуды наиболее резко выраженной гармонической составляющей напряжения или тока на выходе выпрямителя к среднему значению напряжения или тока. Различают коэффициент пульсаций на входе фильтра (p0 %) и коэффициент пульсаций на выходе фильтра (p %). Допускаемые значения коэффициента пульсаций на выходе фильтра определяются характером нагрузки.
· Коэффициент фильтрации (коэффициент сглаживания) – отношение коэффициента пульсаций на входе фильтра к коэффициенту пульсаций на выходе фильтра kс = p0/p. Для многозвенных фильтров коэффициент фильтрации равен произведению коэффициентов фильтрации отдельных звеньев.
· Колебания (нестабильность) напряжения на выходе выпрямителя – изменение напряжения постоянного тока относительно номинального. При отсутствии стабилизаторов напряжения определяются отклонениями напряжения сети.
Схемы выпрямителей.
Выпрямители, применяемые для однофазной бытовой сети выполняются по 4 основным схемам: однополупериодной, двухполупериодной с нулевой точкой(или просто- двухполупериодной), двухполупериодной мостовой(или просто –мостовой, реже называется как “схема Греца”), и схема удвоения(умножения) напряжения(схема Латура). Для многофазных промышленных сетей применяются две разновидности схем: Однополупериодная многофазная и схема Ларионова.
Чаще всего используются трехфазные схемы выпрямителей.
Основные показатели, характеризующие схемы выпрямителей могут быть разбиты на 3 группы:
· Относящиеся ко всему выпрямителю в целом: U0 -напряжение постоянного тока до фильтра, I0 – среднее значение выпрямленного тока, p0 – коэффициент пульсаций на входе фильтра.
· Определяющие выбор выпрямительного элемента (вентиля): Uобр – обратное напряжение (напряжение на выпрямительном элементе(вентиле) в непроводящую часть периода), Iмакс – максимальный ток проходящий через выпрямительный элемент (вентиль) в проводящую часть периода.
· Определяющие выбор трансформатора: U2 – действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора, I2 – действующее значение тока во вторичной обмотке трансформатора, Pтр – расчетная мощность трансформатора.
§
Принципиальная схема и осциллограммы напряжения в различных точках выпрямителя приведены на рисунке.
U2 – Напряжение на одной половине вторичной обмотки трансформатора
Uн – Напряжение на нагрузке.
Uн0 – Напряжение на нагрузке при отсутствии конденсатора.
В этом выпрямителе используются два вентиля, имеющие общую нагрузку и две одинаковые вторичные обмотки трансформатора(или одну со средней точкой).
Практически схема представляет собой два однополупериодных выпрямителя, имеющих два разных источника и общую нагрузку. В одном полупериоде переменного напряжения ток в нагрузку проходит с одной половины вторичной обмотки через один вентиль, в другом полупериоде – с другой половины обмотки, через другой вентиль.
Преимущество: Эта схема выпрямителя имеет в 2 раза меньше пульсации по сравнению с однополупериодной схемой выпрямления. Емкость конденсатора при одинаковом с однополупериодной схемой коэффициенте пульсаций может быть в 2 раза меньше.
Недостатки: Более сложная конструкция трансформатора и нерациональное использование в трансформаторе меди и стали.
Мостовая схема выпрямителя.
Принципиальная схема и осциллограммы напряжения в различных точках выпрямителя приведены на рисунке
U2 – Напряжение вторичной обмотки трансформатора
Uн – Напряжение на нагрузке.
Uн0 – Напряжение на нагрузке при отсутствии конденсатора.
Основная особенность данной схемы – использование одной обмотки трансформатора при выпрямлении обоих полупериодов переменного напряжения.
При выпрямлении положительного полупериода переменного напряжения ток проходит по следующей цепи: Верхний вывод вторичной обмотки – вентиль V2 – верхний вывод нагрузки – нагрузка – нижний вывод нагрузки – вентиль V3 – нижний вывод вторичной обмотки – обмотка.
При выпрямлении отрицательного полупериода переменного напряжения ток проходит по следующей цепи: Нижний вывод вторичной обмотки – вентиль V4 – верхний вывод нагрузки – нагрузка – нижний вывод нагрузки – вентиль V1 – верхний вывод вторичной обмотки – обмотка.
Как мы видим, в обоих случаях направление тока через нагрузку (выделено курсивом) одинаково.
Преимущества: По сравнению с однополупериодной схемой мостовая схема имеет в 2 раза меньший уровень пульсаций, более высокий КПД, более рациональное использование трансформатора и уменьшение его расчетной мощности. По сравнению с двухполупериодной схемой мостовая имеет более простую конструкцию трансформатора при таком же уровне пульсаций. Обратное напряжение вентилей может быть значительно ниже, чем в первых двух схемах.
Недостатки: Увеличение числа вентилей и необходимость шунтирования вентилей для выравнивания обратного напряжения на каждом из них.
Эта схема выпрямителя наиболее часто применяется в самых различных устройствах. На основе этой схемы, при наличии среднего вывода с вторичной обмотки трансформатора можно получить еще два варианта схем выпрямления:
На левой схеме отвод от средины вторичной обмотки позволяет получить еще одно напряжение, меньше основного в 2 раза. Таким образом основное напряжение получается с мостовой схемы выпрямления, дополнительное – с двухполупериодной.
На правой схеме получается двуполярное напряжение амплитудой в 2 раза меньше чем получаемое в основной схеме. Оба напряжения получаются с помощью двуполупериодных схем выпрямления.
§
В схеме двухполупериодного выпрямителя со средней точкой вывода вторичной обмотки трансформатора, приведённой на рис. 3, диоды D1 и D2 работают поочередно.
В данный момент времени ток протекает через тот диод, у которого анод положителен относительно катода. Ток через нагрузку протекает в течение обоих полупериодов, но в одном направлении (на рис.3,а, сверху вниз). Так же как в однополупериодной схеме, выходное напряжение является пульсирующим с амплитудой U2m, но с частотой, вдвое большей частоты сети; это увеличивает постоянную составляющую в два раза по сравнению с однополупериодной схемой. Изменится в двухполупериодной схеме и величина максимального напряжения: Uобр = 2U2m
На практике широкое распространение получила мостовая схема выпрямителя (рис.1), в которой используется силовой трансформатор с обмоткой без средней точки и четыре диода. Переменное напряжение подводится к одной диагонали моста (диагональ АВ), а выпрямленное напряжение снимается с другой (диагональ БГ).
Рис. 1. Двухполупериодная схема мостового выпрямителя
В мостовой схеме ток протекает в течение одного полупериода, когда потенциал точки А выше потенциала точки В, через последовательно соединённые диод D1, нагрузку Rн и диод D3, а в течении другого – через диод D2, нагрузку Rн и диод D4, т.к. в это время потенциал точки В выше потенциала точки А. Временные диаграммы мостовой схемы совпадают с диаграммами двухполупериодной схемы; лишь обратное напряжение на диодах будет вдвое меньше. В мостовой схеме выпрямителя Uобр = U2m
Добавим в схему конденсатор фильтра:
Приведённая схема позволяет получить однополярное напряжение с одной обмотки трансформатора
Схема удвоения напряжения.
Принципиальная схема и осциллограммы напряжения в различных точках выпрямителя приведены на рисунке.
U2 – Напряжение вторичной обмотки трансформатора
Uн – Напряжение на нагрузке.
Отличительной особенностью данной схемы является то, что в одном полупериоде переменного напряжения от вторичной обмотки трансформатора “заряжается” один конденсатор, а во втором полупериоде от той же обмотки – другой. Поскольку конденсаторы включены последовательно, то результирующее напряжение на обоих конденсаторах ( на нагрузке) в два раза выше, чем можно получить от той же вторичной обмотки в схеме с однополупериодным выпрямителем.
Преимущества: Вторичную обмотку трансформатора можно расчитывать на значительно меньшее напряжение.
Недостатки: Значительные токи через вентили выпрямителя, Уровень пульсаций значительно выше, чем в схемах двухполупериодных выпрямителей.
Эта же схема может использоваться еще в двух вариантах:
Левая схема предназначена для получения двух напряжений питания одной полярности, правая – для получения двуполярного напряжения с общей точкой.
Во втором варианте схемы характеристики выпрямителя соответствуют характеристикам однополупериодного выпрямителя.
14. (3.5) Устройство компьютерных блоков питания
Главное назначение компьютерных блоков питания — преобразование электрической энергии, поступающей из сети переменного тока, в энергию, пригодную для питания узлов компьютера. Блок питания преобразует сетевое переменное напряжение 220 В, 50 Гц (120 В, 60 Гц) в постоянные напряжения в 3,3, 5 и 12 В.
§
Компьютерный блок питания состоит из нескольких основных узлов (см. рис.1). При включении сетевое переменное напряжение подается на входной фильтр [1], в котором сглаживаются и подавляются пульсации и помехи. В дешевых блоках этот фильтр часто упрощен либо вообще отсутствует.
Далее напряжение попадает на инвертор сетевого напряжения [2]. В сети проходит переменный ток, который меняет потенциал 50 раз в секунду, т. е. с частотой 50 Гц. Инвертор же повышает эту частоту до десятков, а иногда и сотен килогерц, за счет чего габариты и масса основного преобразующего трансформатора сильно уменьшаются при сохранении полезной мощности. Для лучшего понимания данного решения представьте себе большое ведро, в котором за раз можно перенести 25 л воды, и маленькое ведерко емкостью 1 л, в котором можно перенести такой же объем за то же время, но воду придется носить в 25 раз быстрее.
Импульсный трансформатор [3] преобразовывает высоковольтное напряжение от инвертора в низковольтное. Благодаря высокой частоте преобразования мощность, которую можно передать через такой небольшой компонент, достигает 600–700 Вт. В дорогих БП встречаются два или даже три трансформатора.
Рядом с основным трансформатором обычно имеются один или два меньших, которые служат для создания дежурного напряжения, присутствующего внутри блока питания и на материнской плате всегда, когда к БП подключена сетевая вилка. Этот узел вместе со специальным контроллером отмечен на рисунке цифрой [4].
Пониженное напряжение поступает на быстрые выпрямительные диодные сборки, установленные на мощном радиаторе [5]. Диоды, конденсаторы и дроссели сглаживают и выпрямляют высокочастотные пульсации, позволяя получить на выходе почти постоянное напряжение, которое идет далее на разъемы питания материнской платы и периферийных устройств.
В недорогих блоках применяется так называемая групповая стабилизация напряжений. Основной силовой дроссель [6] сглаживает только разницу между напряжениями 12 и 5 В. Подобным образом достигается экономия на количестве элементов в БП, но делается это за счет снижения качества стабилизации отдельных напряжений. Если возникает большая нагрузка на каком-то из каналов, напряжение на нем снижается. Схема коррекции в блоке питания, в свою очередь, повышает напряжение, стараясь компенсировать недостачу, но одновременно возрастает напряжение и на втором канале, который оказался малонагруженным. Налицо своеобразный эффект качелей. Отметим, что дорогие БП имеют выпрямительные цепи и силовые дроссели, полностью независимые для каждой из основных линий.
Кроме силовых узлов в блоке есть дополнительные – сигнальные. Это и контроллер регулировки оборотов вентиляторов, часто монтируемый на небольших дочерних платах [7], и схема контроля за напряжением и потребляемым током, выполненная на интегральной микросхеме [9]. Она же управляет работой системы защиты от коротких замыканий, перегрузки по мощности, перенапряжения или, наоборот, слишком низкого напряжения.
Кожух блока питания с установленным 120-миллиметровым вентилятором. Часто для формирования необходимого воздушного потока используются специальные вставки-направляющие
Зачастую мощные БП оснащены активным корректором коэффициента мощности. Старые модели таких блоков имели проблемы совместимости с недорогими источниками бесперебойного питания. В момент перехода подобного устройства на батареи напряжение на выходе снижалось, и корректор коэффициента мощности в БП интеллектуально переключался в режим питания от сети 110 В. Контроллер бесперебойного источника считал это перегрузкой по току и послушно выключался. Так вели себя многие модели недорогих ИБП мощностью до 1000 Вт. Современные блоки питания практически полностью лишены данной «особенности».
Многие БП предоставляют возможность отключать неиспользуемые разъемы, для этого на внутренней торцевой стенке монтируется плата с силовыми разъемами [8]. При правильном подходе к проектированию такой узел не влияет на электрические характеристики блока питания. Но бывает и наоборот, некачественные разъемы могут ухудшать контакт либо неверное подключение приводит к выходу комплектующих из строя.
Для подключения комплектующих к БП используется несколько стандартных типов штекеров: самый крупный из них – двухрядный – служит для питания материнской платы. Ранее устанавливались двадцатиконтактные разъемы, но современные системы имеют большую нагрузочную способность, и в результате штекер нового образца получил 24 проводника, причем часто добавочные 4 контакта отсоединяются от основного набора. Кроме силовых каналов нагрузки, на материнскую плату передаются сигналы управления (PS_ON#, PWR_OK), а также дополнительные линии ( 5Vsb, -12V). Включение проводится только при наличии на проводе PS_ON# нулевого напряжения. Поэтому, чтобы запустить блок без материнской платы, нужно замкнуть контакт 16 (зеленый провод) на любой из черных проводов («земля»). Исправный БП должен заработать, и все напряжения сразу же установятся в соответствии с характеристиками стандарта ATX. Сигнал PWR_OK служит для сообщения материнской плате о нормальном функционировании схем стабилизации БП. Напряжение 5Vsb используется для питания USB-устройств и чипсета в дежурном режиме (Standby) работы ПК, а -12 – для последовательных портов RS-232 на плате.
Стабилизатор процессора на материнской плате подключается отдельно и использует четырех- либо восьмиконтактный кабель, подающий напряжение 12 В. Питание мощных видеокарт с интерфейсом PCI-Express осуществляется по одному 6-контактному либо по двум разъемам для старших моделей. Существует также 8-контактная модификация данного штекера. Жесткие диски и накопители с интерфейсом SATA используют собственный тип контактов с напряжениями 5, 12 и 3,3 В. Для старых устройств подобного рода и дополнительной периферии имеется 4-контактный разъем питания с напряжениями 5 и 12 В (так называемый molex).
Основное потребление мощности всех современных систем, начиная с Socket 775, 754, 939 и более новых, приходится на линию 12 В. Процессоры могут нагружать данный канал токами до 10–15 А, а видеокарты до 20–25 А (особенно при разгоне). В итоге мощные игровые конфигурации с четырехъядерными CPU и несколькими графическими адаптерами запросто «съедают» 500–700 Вт. Материнские платы со всеми распаянными на РСВ контроллерами потребляют сравнительно мало (до 50 Вт), оперативная память довольствуется мощностью до 15–25 Вт для одной планки. А вот винчестеры, хоть они и неэнергоемкие (до 15 Вт), но требуют качественного питания. Чувствительные схемы управления головками и шпинделем легко выходят из строя при превышении напряжения 12 В либо при сильных пульсациях.
§
Как правило, для питания цифровых схем (системной платы, плат адаптеров и дисковых накопителей) используется напряжение 3,3 или 5 В, а для двигателей (дисководов и различных вентиляторов) — 12 В. Компьютер работает надежно только в том случае, если значения напряжения в этих цепях не выходят за установленные пределы.
Таблица Потребляемая мощность компонентов компьютера
Если вы заглянете в паспорт типичного блока питания, то увидите, что блок вырабатывает не только положительные напряжения, но и отрицательные -5 и -12 В. На практике для питания всех компонентов системы (электронных схем и двигателей) достаточно положительных напряжений, в большинстве современных компьютеров отрицательные не используются.
Когда фирма Intel начала выпускать процессоры, для которых требовалось напряжение 3,3 В, источников питания с таким выходным напряжением еще не было. Поэтому изготовители системных плат начали встраивать преобразователи напряжения, преобразовывающие напряжение 5 В в 3,3 В. Преобразователи напряжения также генерируют много теплоты, которая всегда нежелательна для персонального компьютера. Теперь есть источники питания и системные платы, рассчитанные на 3,3 В, на таких платах преобразователь, который преобразовывает напряжения 5 В в 3,3 В не нужен.
Хотя напряжения -5 и -12 В подаются на системную плату через разъемы питания, для ее работы нужен только 5-вольтовый источник питания. Питание -5 В поступает на контакт В5 шины ISA, а на самой системной плате оно не используется. Это напряжение предназначалось для питания аналоговых схем в старых контроллерах накопителей на гибких дисках, поэтому оно и подведено к шине. В современных контроллерах напряжение -5 В не используется; оно сохраняется лишь как часть стандарта шины ISA. Блок питания в системе с шиной MCA (MicroChannel Architecture) не имеет сигнала-5 В. В подобных системах это напряжение не используется, поскольку в них всегда устанавливаются новейшие контроллеры дисковода.
Напряжения 12 и -12 В на системной плате также не используются, а соответствующие цепи подключены к контактам В9 и В7 шины ISA. К ним могут подсоединяться схемы любых плат адаптеров, но чаще всего подключаются передатчики и приемники последовательных портов. Если последовательные порты смонтированы на самой системной плате, то для их питания могут использоваться напряжения -12 и 12 В. Нагрузка источников питания для схемы последовательных портов весьма незначительна Например, работающий одновременно на два порта сдвоенный асинхронный адаптер компьютеров PS/2 для выполнения операций с портами потребляет всего 35 мА по цепи 12 В и 35 мА — по цепи -12 В.
В большинстве схем современных последовательных портов указанные напряжения не используются. Для их питания достаточно напряжения 5 В (или даже 3,3 В). Если в компьютере установлены именно такие порты, значит, сигнал 12 В от блока питания не подается.
Напряжение 12 В предназначено, в основном, для питания двигателей дисковых накопителей. Источник питания по этой цепи должен обеспечивать большой выходной ток, особенно в компьютерах с множеством отсеков для дисководов, например в корпусах типа Tower. Напряжение 12 В подается также на вентиляторы, которые, как правило, работают постоянно. Обычно двигатель вентилятора потребляет от 100 до 250 мА, но в новых компьютерах это значение ниже 100 мА. В большинстве ПК вентиляторы работают от источника 12 В, но в портативных моделях для них используется напряжение 5 В (или даже 3,3 В).
Блок питания не только вырабатывает необходимое для работы узлов компьютера напряжение, но и приостанавливает функционирование системы до тех пор, пока величины этого напряжения не достигнут значений, достаточных для нормальной работы. Иными словами, блок питания не позволит компьютеру работать при “нештатном” уровне напряжения питания. В каждом блоке питания перед получением разрешения на запуск системы выполняется внутренняя проверка и тестирование выходного напряжения. После этого на системную плату посылается специальный сигнал PowerjGood (питание в норме). Если такого сигнала не поступило, компьютер работать не будет. Напряжение сети может оказаться слишком высоким (или низким) для нормальной работы блока питания, и он может перегреться. В любом случае сигнал Power_Good исчезнет, что приведет либо к перезапуску, либо к полному отключению системы. Если ваш компьютер не подает признаков жизни при включении, но вентиляторы и двигатели накопителей работают, то, возможно, отсутствует сигнал Power_Good.
Столь радикальный способ защиты был предусмотрен фирмой IBM исходя из тех соображений, что при перегрузке или перегреве блока питания его выходные напряжения могут выйти за допустимые пределы, и работать на таком компьютере будет невозможно. Иногда сигнал Power_Good используется для сброса вручную. Он подается на микросхему тактового генератора (8284 или 82284 в компьютерах PC/XT и AT). Эта микросхема управляет формированием тактовых импульсов и вырабатывает сигнал начальной перезагрузки. Если сигнальную цепь PowerGood заземлить каким-либо переключателем, то генерация тактовых сигналов прекращается и процессор останавливается. После размыкания переключателя вырабатывается кратковременный сигнал начальной установки процессора и разрешается нормальное прохождение сигнала Power_Good. В результате выполняется аппаратная перезагрузка компьютера.
В компьютерах с более новыми форм-факторами системной платы, типа АТХ и LPX, предусмотрен другой специальный сигнал. Этот сигнал, называемый PS_ON, может использоваться программным обеспечением для отключения источника питания (и, таким образом, всего компьютера). Сигнал PS_ON используется операционной системой, которая поддерживает стандарт Advanced Power Management {АРМ). Когда вы выбираете пункт Завершение работы меню Пуск, Windows полностью автоматически отключает источник питания компьютера. Система без этой особенности только отображает сообщение о том, что можно выключить компьютер.
§
Структура многоколлекторного транзистора (МКТ) (рисунок 11.6 а) такая же, как и структура МЭТ, но используется она иначе. Здесь роль эмиттера выполняет эпитаксиальный n-слой, а коллекторами являются высоколегированные n -слои малых размеров. Поэтому МКТ можно рассматривать как МЭТ в инверсном режиме (рисунок 4.4 б, в).
Исходя из такого использования структуры, необходимо увеличивать коэффициент инжекции эмиттера. С этой цепью подложку n -типа располагают по возможности ближе к базовому слою. Будучи высоколегированной, она обеспечивает увеличение коэффициента инжекции.
МКТ используют для создания логических схем с инжекционным питанием, называемых схемами И2Л (интегральная инжекционная логика).
Такие схемы нельзя выполнить на дискретных элементах. В общем случае схемы И2Л состоят из нескольких многоколлекторных n-р-n-транзисторов и многоколлекторного p-n-p-транзистора, выполняющего функции источника питания многоколлекторных транзисторов и называемого инжекторным.
Эмиттер инжекторного транзистора называют инжектором и обозначают И.
Схема из двух МКТ и одного двухколлекторного инжекторного транзистора показана на рисунке 7 а.
На рисунке 7 б представлена структура этой схемы (И2Л).
Эпитаксиальный n-слой (вместе с подложкой n -типа) является эмиттером всех n-p-n-транзисторов, базой каждого МКТ является свой р-слой, а коллектором – малые n -слои. Инжекторный p-n-p-транзистор имеет отдельно выполненный в виде длинной р-полоски инжектор, его базой служит эпитаксиальный n-слой, а коллекторами – базовые р-слои многоколлекторных n-р-n-транзисторов. Таким образом, в схеме один и тот же слой выполняет две функции: является базой р-n-р- транзистора и коллективом n-р-n-транзистора, эмиттер n-р-n-транзистора является базой р-n-р-транзистора.
Полевые МДП-транзисторы.
В ИМС в основном применяют МДП-транзисторы с изолированным затвором и индуцированным каналом. В качестве диэлектрика обычно используют SiO2, тогда эти транзисторы называют МОП-транзисторами. Канал транзисторов может быть, и р-, и n-типа. По сравнению с ИМС на биполярных транзисторах ИМС на МОП-транзисторах технологически проще, так как при этом не требуется изоляции элементов, истоки и стоки смежных транзисторов разделены встречно включенными p-n-переходами.
Поэтому МДП-транзисторы можно располагать близко друг к другу, что обеспечивает большую плотность компоновки. МДП-транзисторы можно использовать и в качестве пассивных элементов ИМС, а также нагрузочных резисторов (при соответствующем включении). Все это позволяет создавать логические ИМС полностью на базе только МДП-структур.
Диоды.
Для создания диода нужно сформировать один р-n-переход. Но в биполярных ИМС основной структурой является транзисторная, поэтому диоды получают путем диодного включения транзисторов. Возможны пять вариантов таких включений (рисунок 8).
На рисунке обозначены подложки П, пунктиром показаны паразитные емкости, барьерные CЭбар и CКбар между соответствующими р-n-переходами, а также между коллектором и подложкой CКП . В первом варианте (а) используется p-n-переход эмиттер – база, p-n-переход коллектор-база замкнут; во втором варианте (б) используется p-n-переход коллектор-база, а эмиттер разомкнут, в третьем варианте (в) используется р-n-переход коллектор-база, а p-n-переход эмиттер-база замкнут; в четвертом варианте (г) используется p-n-переход коллектор-база, а эмиттер разомкнут; в пятом варианте (д) используются оба p-n-перехода, но эмиттер и коллектор соединены между собой так, что эмиттерный и коллекторный p-n-переходы включены параллельно. В каждом варианте включения параметры диодов разные. Первый вариант обеспечивает получение быстродействующих диодов, так как в этом случае накопление носителей заряда может происходить только в базовой области, которая очень тонкая, поэтому время восстановления обратного тока τВОС в этом варианте минимально. В других вариантах заряд накапливается не только в базе, но и в коллекторе (τВОС большое). Вследствие этого первый вариант используют в логических ИМС, где необходимо высокое быстродействие.
Резисторы.
В биполярных ИМС для создания резисторов используют одну из областей биполярной транзисторной структуры: эмиттер, базу или коллектор. Основу этих структур составляет один из слоев ИМС, получаемый методом диффузии. Отсюда название таких резисторов – диффузионные.
Диффузионные резисторы изолированы от остального объема полупроводника p-n-переходами. Полупроводниковые резисторы с большими значениями сопротивлений получают не диффузией, а методом ионной имплантации примесей. Такие резисторы называют ионно-легированными.
Резисторы получают также на основе различных вариантов МОП-структур Их используют в качестве нагрузочных резисторов в цифровых ИМС на основе МОП-транзисторов.
Конденсаторы.
В полупроводниковых биполярных ИМС применяют конденсаторы на основе p-n-переходов, смещенных в обратном направлении (диффузионные конденсаторы). Формирование конденсаторов производится в едином технологическом цикле одновременно с изготовлением транзисторов и диффузионных резисторов, что не требует дополнительных технологических операций для их изготовления.
Диэлектриком в таком конденсаторе служит область объемного заряда р-n-перехода. Условием работы конденсаторов является правильное включение напряжения смещения, так как принцип их работы основан на том, что барьерная емкость p-n-перехода проявляется при обратном смещении перехода и зависит от смещения. Диффузионные конденсаторы могут выполнять функции как постоянной, так и переменной емкостей.
Конденсаторы могут быть созданы и на основе МОП-транзисторов В качестве диэлектрика используют слой Si02. Одной обкладкой такого конденсатора служит слой металла – пленка алюминия, другой – сильнолегированная область полупроводника (n -слой). Индуктивные катушки и трансформаторы в полупроводниковых ИМС отсутствуют.
Элементы пленочных ИМС. Технология пленочных ИМ позволяет выполнить только пассивные элементы, в том числе и индуктивные катушки Резисторы, конденсаторы и индуктивные катушки изготовляют путем напыления или нанесения многослойных резистивных, проводящих и изолирующих пленок на поверхность подложки.
Пленочные ИМС в зависимости от способа нанесения и толщины пленок подразделяют на тонкопленочные (толщина пленок до 1-2 мкм) и толстопленочные (толщина пленок 10-20 мкм и выше). Так как все пленочные элементы располагают на диэлектрической подложке, отпадает необходимость в их изоляции. Расстояния между элементами сравнительно большие, подложка достаточна толстая, поэтому паразитные емкости практически отсутствуют.
Индуктивные катушки изготовляют путем напыления на подложку проводящих спиралей различной конфигурации. На рисунке 9 показана пленочная катушка индуктивности в виде прямоугольной спирали.
Транзистор Шоттки (рис. 3, г и 3, в) состоит из биполярного транзистора и диода Шоттки, включенного между базой и коллектором транзистора.
При создании диффузионного резистора (рис. 3, и) используется один из слоев биполярного транзистора: базовый ( 
), коллекторный ( 
) или эмиттерный ( 
). Точность таких резисторов невысокая ( 
), и они имеют большой температурный коэффициент: 
. Если необходимо иметь резистор с сопротивлением больше 100 кОм, то используется сопротивление канала полевого транзистора (рис. 3,л) – это так называемый пинч-резистор; у него нелинейное сопротивление. Конденсаторы реализуются или в виде барьерных ёмкостей закрытых коллекторных переходов (на рис. 3,к показана структура неполярного конденсатора в виде двух встречновключенных p-n-переходов), или ёмкостей между затвором и каналом МДП-транзисторов (рис. 3,м). Барьерные ёмкости не превышают 100 пФ, имеют невысокую добротность (до 10) и точность ( 
), тогда как МДП-ёмкости могут достигать нескольких тысяч пикофарад и имеют добротность до 100.
Наибольшая плотность упаковки (число элементов на площади в 1 мм2) достигается в микросхемах на основе МДП-транзисторов – до 100 тысяч, при этом число транзисторов на единой полупроводниковой подложке (степень интеграции) может доходить до 50 миллионов и более. Толщина подзатворного окисла кремния составляет 5 нм и менее (у МНОП-транзисторов 2 нм окисла и 50 нм нитрида кремния), а толщина окисла, разделяющего уровни металлизации, – 0,6…3 мкм.
§
Создание БИС (см. в таблице 1) характеризует новый этап в развитии микроэлектроники. Высокая степень интеграции в БИС может быть обеспечена увеличением плотности упаковки элементов. Функциональная сложность БИС связана с большим числом контактов, сложным рисунком и большой площадью металлизации, а также значительной площадью для изоляции элементов. Все это требует решения схемотехнических проблем, размещения базовых элементов.
Решение комплекса проблем – технологических, схемотехнических физических и других – привело к функциональной интеграции, то есть к интеграции элемента, иначе – к использованию одного и того же участка кристалла для выполнения нескольких функций. С этой целью совмещают пассивные элементы с базовыми или коллекторными элементами транзисторов; рабочие области диодов и транзисторов; области различных транзисторов с вертикальной и горизонтальной структурами. Кроме того, функциональная интеграция предусматривает новую организацию цепи питания. Типичным примером такой интеграции могут служить схемы И2Л.
В качестве активных элементов, на базе которых создают БИС, используют и биполярные транзисторы, и МДП-транзисторы. БИС одинакового функционального назначения на биполярных транзисторах обладают большими быстродействием и отношением быстродействия к потребляемой мощности, чем БИС на МДП-транзисторах. Однако использование МДП-транзисторов позволяет значительно увеличить степень интеграции.
Наиболее перспективными являются схемы с инжекционным питанием И2Л. Поскольку БИС представляют собой сложные ИМС, содержащие огромное число активных элементов, производство их может быть экономически оправдано только в случае массового выпуска. Для этого необходимо, чтобы БИС были универсальными.
Этапы производства ИМС
При производстве современных полупроводниковых микросхем используется 0,09-микронная технология. Перечислим основные технологические операции изготовления полупроводниковых интегральных схем.
1. Подготовительные операции: цилиндрический слиток кремния диаметром 80…200 мм разрезается на тонкие пластины толщиной 0,2…0,5 мм, после чего удаляется приповерхностный слой с нарушенной кристаллической решеткой путем механической обработки (шлифовки и полировки), а окончательно – путем химического травления.
2. Эпитаксия – процесс ориентированного наращивания кристаллической решетки кремния на монокристаллической пластине за счет осаждения слоев. Добавляя примеси, можно получить слои полупроводника с заданным типом проводимости. Операции проводятся в специальных печах при высокой температуре (около 
C).
3. Диффузия – процесс внедрения примесей в пластину полупроводника. Проводится, как и эпитаксия, в специальных печах при высокой температуре.
4. Термическое окисление кремния применяется для получения диэлектрической пленки SiO2, выполняющей функцию защиты поверхности подложки и встроенных в нее элементов, функцию подзатворного диэлектрика в МДП-транзисторах или функцию маски, через окна которой производятся необходимые операции при создании элементов.
5. Комплекс фотолитографических операций включает в себя нанесение на окисленную пластину кремния тонкого слоя светочувствительной эмульсии (фоторезиста), засвечивание этого слоя через фотошаблон с рисунком элементов, проявление, закрепление фоторезиста, вскрытие необходимых окон на поверхности окиси кремния путем химического травления.
6. С целью создания соединений между элементами на диэлектрическую пленку со вскрытыми под выводы окнами наносится тонкий слой алюминия, который затем в ненужных местах удаляется с помощью фотолитографии. При многоуровневой металлизации для изоляции одного слоя межэлементных соединений от другого применяется напыление изоляционных пленок.
Гибридные интегральные схемы состоят из пленочных пассивных элементов (резисторов, конденсаторов) и активных компонентов в виде бескорпусных полупроводниковых микросхем, размещенных на единой диэлектрической подложке (ситалл, стекло, керамика) под одним защитным корпусом. Пленочные пассивные элементы по сравнению с полупроводниковыми имеют лучшие эксплуатационные свойства (большую точность, меньший температурный коэффициент, больший диапазон типономиналов). Пленки (резистивные, диэлектрические, проводящие) получают путем осаждения соответствующего материала из паровой или газовой фазы. Для резистивных пленок используется хром, нихром, тантал, металлокерамика; для диэлектрических пленок – моноокись кремния, окислы титана, титанад бария; для проводящих пленок – алюминий, медь, никель. Гибридная технология чаще всего применяется при создании прецизионных аналоговых микросхем и в мелкосерийном производстве. Гибридные ИС уступают полупроводниковым по плотности упаковки элементов.
В соответствии с принятой системой (ГОСТ 11073915-80) условное обозначение (маркировка) интегральных схем состоит, как и полупроводниковых приборов, из четырех элементов.
Элемент I представляет собой одну цифру, указывающую на конструктивно-технологическое исполнение: 1, 5, 7 – полупроводниковые; 2, 4, 6, 8 – гибридные; 3 – прочие.
Элемент II включает в себя две–три цифры и обозначает номер серии.
Элемент III состоит из двух букв и обозначает функциональную подгруппу и вид.
Элемент IV состоит из одной или нескольких цифр и указывает на порядковый номер разработки ИС в данной серии.
16. (1.6) Типы логики интегральных схем. Наиболее распространённые технологии построения логических элементов
Для современной схемотехники характерно широкое использование базисов И-НЕ и ИЛИ-НЕ. Для их реализации логические элементы строят, как правило, из двух частей: части схемы, выполняющей операции И или ИЛИ(так называемой входной логики), и инвертора, выполняющего операцию НЕ. Входная логика может быть выполнена на различных полупроводниковых элементах: диодах, биполярных и полевых транзисторах. В зависимости от вида полупроводниковых элементов, применяемых для изготовления входной логики и инверторов, различают:
• ДТЛ— диодно-транзисторную логику;
• ТТЛ— транзисторно-транзисторную логику;
• ТТЛШ— ТТЛ с диодами Шоттки;
• ЭСЛ— эмиттерно-связанную логику;
• И2Л— интегральную инжекционную логику;
• КМОП— логику на комплементарных парах полевых транзисторов;
• ИСЛ(GaAs) — истоково-связанная логика с управляющим затвором Шоттки.
Наиболее широкое применение в настоящее время имеют базовые элементы ТТЛ, ТТЛШ, ЭСЛ и КМОП.
§
имеют дополнительный вход V — вход разрешения (рисунок 3,а). При подаче на этот вход напряжения U0 транзистор VT5 открыт и насыщен, а транзисторы VT6 и VT7 закрыты и поэтому не влияют на работу логического элемента. В зависимости от комбинации сигналов на информационных входах на выходе ЛЭ может быть сигнал с уровнем «лог. 0» или «лог. 1». При подаче на вход V напряжения с уровнем «лог. 1» транзистор VT5 закрывается, а транзисторы VT6 и VT7 открываются, напряжение на базе транзистора VT3 уменьшается до уровня UБЭ.нас Uд, транзисторы VT2, VT3, VT4 закрываются и ЛЭ переходит в высокоимпедансное (третье) состояние, то есть отключается от нагрузки.
На рисунке 3,б показано УГО этого элемента. Значок ∇ указывает на то, что выход имеет три состояния. Значок E∇ «Разрешение третьего состояния» указывает, что сигналом 
=0 ЛЭ переводится в третье (высокоомное) состояние.
Для уменьшения помех по цепи питания в точках подключения к шинам групп ЛЭ устанавливают развязывающие керамические конденсаторы ёмкостью порядка 0,1 мкФ на один корпус. На каждой плате между цепью питания и общей шиной 1–2 электролитических конденсатора ёмкостью 4,7–10 мкФ.
Рисунок 3 Логический элемент ТТЛ
И-НЕ с тремя выходными состояниями а) и его УГО б).
В таблице 1 приведены параметры некоторых серий ЛЭ ТТЛ.
| ПАРАМЕТРЫ | СЕРИИ | ||||
| Универсальные | Высокого быстродействия | Микромощные | |||
| 133, 155 | К531 | КР1531 | К555 | Кр1533 | |
| Входной ток I0ВХ, мА | -1,6 | -2,0 | -0,6 | -0,36 | -0,2 |
| Входной ток I1ВХ, мА | 0,04 | 0,05 | 0,02 | 0,02 | 0,02 |
| Выходное напряжение U0ВЫХ, В | 0,4 | 0,5 | 0,5 | 0,5 | 0,4 |
| Выходное напряжение U1ВЫХ, В | 2,4 | 2,7 | 2,7 | 2,7 | 2,5 |
| Коэффициент разветвления по выходу KРАЗ | |||||
| Коэффициент объединения по входу KОБ | — | — | |||
| Время задержки распространения сигнала tЗАД.ср | 4,8 | 3,8 | |||
| Потребляемый ток, мА: | |||||
| I0ПОТ (при U0ВЫХ) | 10,2 | 4,4 | |||
| I1ПОТ (при U1ВЫХ) | 2,8 | 1,6 | 0,85 | ||
| Допустимое напряжение помехи, В | 0,4 | 0,3 | 0,3 | 0,3 | 0,4 |
| Напряжение питания, В | |||||
| Выходные токи, мА: | |||||
| I0ВЫХ | |||||
| I1ВЫХ | -0,4 | -1 | -1 | -0,4 | -0,4 |
| Средняя потребляемая мощность на элемент, мВт | 1,2 |
Эмиттерно-связанная логика
Основой эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ) является быстродействующий переключатель тока (Рисунок 14,а). Он состоит из двух транзисторов, в коллекторную цепь которых включены резисторы нагрузки RК, а в цепь эмиттеров обоих транзисторов — общий резистор Rэ, по величине значительно больший Rк. На вход одного из транзисторов подаётся входной сигнал Uвх, а на вход другого — опорное напряжение Uоп. Схема симметрична, поэтому в исходном состоянии (Uвх=Uоп) и через оба транзистора протекают одинаковые токи. Через сопротивление Rэ протекает общий ток IО.
Рисунок 4 Эмиттерно-связанная логика: а) переключатель тока;
б) упрощенная принципиальная схема
При увеличении Uвх ток через транзистор VT1 увеличивается, возрастает падение напряжения на сопротивлении Rэ, транзистор VT2 подзакрывается и ток через него уменьшается. При входном напряжении, равном уровню лог «1» (Uвх=U1), транзистор VT2 закрывается и весь ток протекает через транзистор VT1. Параметры схемы и ток I0 выбираются таким образом, чтобы транзистор VT1 в открытом состоянии работал в линейном режиме на границе области насыщения.
При уменьшении Uвх до уровня лог. «0» (Uвх=U0), наоборот, транзистор VT1 закрыт, а транзистор VT2 находится в линейном режиме на границе с областью насыщения.
В схеме ЭСЛ (Рисунок 4, б) параллельно транзистору VT1 включается ещё один или несколько транзисторов (в зависимости от коэффициента объединения по входу), которые составляют одно из плеч переключателя тока. К выходам ЛЭ для повышения нагрузочной способности подключены два эмиттерных повторителя VT4 и VT5.
При подаче на все входы или на один из них, например, первый, сигнала UВХ1=U1, транзистор VT1 открывается и через него протекает ток I0, а транзистор VT3 закрывается.
UВЫХ1 = U1 – UБЭ.нас = U0
UВЫХ2 = UПИТ – UБЭ.нас = U1
Таким образом, по первому выходу данная схема реализует логическую операцию ИЛИ-НЕ, а по второму — операцию ИЛИ. Нетрудно видеть, что пороговое напряжение UПОР=UОП, логический перепад ΔU=U1–U0=UБЭ.нас и помехоустойчивость схемыU ПОМ=U–ПОМ=0,5UБЭ.нас.
Входные токи элемента, а следовательно, и токи нагрузки ЭСЛ малы: I0ВХ≈0, ток I1ВХ равен базовому току транзистора, работающего на границе области насыщения, а не в области насыщения. Поэтому нагрузочная способность элемента велика и коэффициент разветвления достигает 20 и более.
Поскольку логический перепад невелик, то нестабильность напряжения источника питания существенно влияет на помехоустойчивость ЭСЛ. Для повышения помехоустойчивости в схемах ЭСЛ заземляют не отрицательный полюс источника питания, а положительный. Это делается для того, чтобы большая доля напряжения помехи падала на большом сопротивлении Rэ и только малая её доля попадала на входы схемы.
При совместном использовании ЛЭ ЭСЛ и ТТЛ между ними приходится включать специальные микросхемы, которые согласуют уровни логических сигналов. Их называют преобразователями уровней (ПУ).
Высокое быстродействие ЭСЛ обусловлено следующими основными факторами:
1. Открытые транзисторы не находятся в насыщении, поэтому исключается этап рассасывания неосновных носителей в базах.
2. Управление входными транзисторами осуществляется от эмиттерных повторителей предшествующих элементов, которые, имея малое выходное сопротивление, обеспечивают большой базовый ток и, следовательно, малое время открывания и закрывания входных и опорного транзисторов.
3. Малый логический перепад сокращает до минимума время перезарядки паразитных ёмкостей элемента.
Все эти факторы в комплексе обеспечивают малое время фронта и среза выходного напряжения элементов ЭСЛ.
Для ЭСЛ характерны следующие средние параметры: Uпит=–5В; U1=–(0,7–0,9)В; U0=–(1,5–2)В; tЗД.ср=3–7 нс; Pпот=10–20 мВт.
Перспективными считаются серии К500 и К1500, причём серия К1500 относится к числу субнаносекундных и имеет время задержки распространения менее 1 нс. (Таблица 2).
Таблица 2. Параметры основных серий ЛЭ ЭСЛ
§
Комплементарный ключ состоит из двух МОП-транзисторов с каналами разного типа проводимости, входы которых соединены параллельно, а выходы последовательно (рисунок 12.9,а). При напряжении на затворах, больших порогового, для транзистора с каналом определённого типа соответствующий транзистор открыт, а другой закрыт. При напряжении противоположной полярности, открытый и закрытый транзисторы меняются местами.
ЛЭ на комплементарных ключах (КМОП) имеют ряд неоспоримых достоинств.
Они успешно работают при изменении в широких пределах напряжения источника питания (от 3 до 15 В), что недостижимо для ЛЭ, в состав которых входят резисторы.
В статическом режиме при большом сопротивлении нагрузки ЛЭ КМОП практически не потребляют мощности.
Для них также характерны: стабильность уровней выходного сигнала и малое его отличие от напряжения источника питания; высокое входное и малое выходное сопротивления; лёгкость согласования с микросхемами других технологий.
Рисунок 9 Схемы логических элементов КМОП ТЛ: а) инвертор, б) ИЛИ-НЕ, в) И-НЕ.
Схема ЛЭ КМОП, выполняющего функцию 2ИЛИ-НЕ, приведена на рисунке 12.9,б. Транзисторы VT1 и VT3 имеют канал р-типа и открыты при напряжениях на затворах, близких к нулю. Транзисторы VT2 и VT4 имеют канал n-типа и открыты при напряжениях на затворах, больших порогового значения. Если на обоих или на одном из входов действует уровень лог. «1», то на выходе схемы будет сигнал лог. «0», что соответствует выполнению логической операции ИЛИ-НЕ.
Если группы ярусно и параллельно включённых транзисторов поменять местами, то будет реализован элемент, выполняющий функцию И-НЕ (рисунок 9,в). Он работает аналогично предыдущему. Транзисторы VT1 и VT3 имеют канал p-типа и открыты при напряжении на затворах, близких к нулю. Транзисторы VT2 и VT4 имеют канал n-типа и открыты при напряжениях на затворах, больших порогового значения. Если открыты оба эти транзистора, то на выходе будет установлен сигнал «лог. 0».
Таким образом, сочетание параллельного включения транзисторов с каналами p-типа электропроводности, и ярусного соединения транзисторов с каналами n-типа позволили реализовать функцию И-НЕ.
В ЛЭ КМОП очень просто реализуют элементы с тремя устойчивыми состояниями. Для этого последовательно с транзисторами инвертора включают два комплементарных транзистора VT1, VT4 (рисунок 10,а), управляемых инверсными сигналами 
Рисунок 10 Инвертор с тремя выходными состояниями а); согласование ЛЭ ТТЛ с ЛЭ КМОП б).
Согласование ЛЭ ТТЛ с ЛЭ КМОП можно выполнить несколькими способами:
1) Питать ЛЭ КМОП малым напряжением ( 5 В), при которых сигналы ЛЭ ТТЛ переключают транзисторы ЛЭ КМОП;
2) Использовать ЛЭ ТТЛ с открытым коллектором, в цепь выхода которых включён резистор, подключенный к дополнительному источнику напряжения (рисунок 10,б).
При хранении и монтаже следует опасаться статического электричества. Поэтому при хранении выводы микросхем электрически замыкают между собой. Монтаж их производится при выключенном напряжении питания, причём обязательно использование браслетов, с помощью которых тело электромонтажников соединяется с землёй.
ЛЭ КМОП-серий широко применяются при построении экономичных цифровых устройств малого и среднего быстродействия.
Таблица 3. Параметры некоторых серий ЛЭ КМОП типа
| Параметры | серия | |
| 176, 561, 564 | ||
| Напряжение питания UПИТ, В | 3…15 | 2…6 |
| Выходные напряжения, В: | ||
| низкого уровня U0ВЫХ | <0,05 | <0,1 |
| высокого уровня U1ВЫХ | UПИТ–0,05 | UПИТ–0,01 |
| Среднее время задержки сигнала, нс: | ||
| для UПИТ=5 В | 3,5 | |
| для UПИТ=10 В | — | |
| Допустимое напряжение помехи, В | 0,3 UПИТ | — |
| Мощность, потребляемая в статическом режиме, мВт/корпус | 0,1 | 0,1…0,5 |
| Входное напряжение, В | 0,5…(UПИТ 0,5 В) | 0,5…(UПИТ 0,5 В) |
| Выходные токи, мА | 1…2,6 | >2,4 |
| Мощность, потребляемая при частоте переключения f=1 МГц, UПИТ=10 В, Cн=50 пф, мВт/корпус | — | |
| Тактовая частота, МГц | — |
17. (1.5) Устройства сопряжения аналоговых и цифровых систем. Квантование, дискретизация, кодирование. Теорема Котельникова-Шеннона.
Типы сигналов
Выделяют следующие типы сигналов, которым соответствуют определенные формы их математического описания.
Рис.1. Аналоговый сигнал.
Аналоговый сигнал (analog signal) является непрерывной или кусочно-непрерывной функцией y=x(t) непрерывного аргумента, т.е. как сама функция, так и ее аргумент могут принимать любые значения в пределах некоторого интервала y1 £ y £ y2, t1 £ t £ t2. Если интервалы значений сигнала или его независимых переменных не ограничиваются, то по умолчанию они принимаются равными от -¥ до ¥. Множество возможных значений сигнала образует континуум – непрерывное пространство, в котором любая сигнальная точка может быть определена с точностью до бесконечности.
Источниками аналоговых сигналов, как правило, являются физические процессы и явления, непрерывные в динамике своего развития во времени, в пространстве или по любой другой независимой переменной, при этом регистрируемый сигнал подобен (“аналогичен”) порождающему его процессу. Пример графического отображения сигнала приведен на рис.1. Примеры сигналов, аналоговых по своей природе – изменение напряженности электрического, магнитного, электромагнитного поля во времени и в пространстве.
Рис.2. Дискретный сигнал
Дискретный сигнал (discrete signal) по своим значениям также является непрерывной функцией, но определенной только по дискретным значениям аргумента. По множеству своих значений он является конечным (счетным) и описывается дискретной последовательностью отсчетов (samples) y(nDt), где y1 £ y £ y2, Dt – интервал между отсчетами (интервал или шаг дискретизации, sample time), n = 0, 1, 2,…,N. Величина, обратная шагу дискретизации: f = 1/Dt, называется частотой дискретизации (sampling frequency). Если дискретный сигнал получен дискретизацией (sampling) аналогового сигнала, то он представляет собой последовательность отсчетов, значения которых в точности равны значениям исходного сигнала по координатам nDt.
Пример дискретизации аналогового сигнала (рис.1) представлен на рис.2. При Dt = const (равномерная дискретизация данных) дискретный сигнал можно описывать сокращенным обозначением y(n). В технической литературе в обозначениях дискретизированных функций иногда оставляют прежние индексы аргументов аналоговых функций, заключая их в квадратные скобки – y[t]. При неравномерной дискретизации сигнала обозначения дискретных последовательностей обычно заключаются в фигурные скобки – {s(ti)}, а значения отсчетов приводятся в виде таблиц с указанием значений координат ti. Для числовых последовательностей (равномерных и неравномерных) применяется и следующее числовое описание: s(ti) = {a1, a2, …, aN}, t = t1, t2, …,tN. Примеры дискретных геофизических сигналов – результаты вертикального электрического зондирования (дискретная величина разноса токовых электродов), профили геохимического опробования, и т.п.
Цифровой сигнал (digital signal) квантован по своим значениям и дискретен по аргументу. Он описывается квантованной решетчатой функцией yn = Qk[y(nDt)], где Qk – функция квантования с числом уровней квантования k, при этом интервалы квантования могут быть как с равномерным распределением, так и с неравномерным, например – логарифмическим. Задается цифровой сигнал, как правило, в виде дискретного ряда (discrete series) числовых данных – числового массива по последовательным значениям аргумента при Dt = const, но в общем случае сигнал может задаваться и в виде таблицы для произвольных значений аргумента.
Рис. 3. Цифровой сигнал
По существу, цифровой сигнал по своим значениям (отсчетам) является формализованной разновидностью дискретного сигнала при округлении отсчетов последнего до определенного количества цифр, как это показано на рис.3. Цифровой сигнал конечен по множеству своих значений. Процесс преобразования бесконечных по значениям аналоговых отсчетов в конечное число цифровых значений называется квантованием по уровню, а возникающие при квантовании ошибки округления отсчетов (отбрасываемые значения) – шумами (noise) или ошибками (error) квантования (quantization).
В системах цифровой обработки данных и в ЭВМ сигнал всегда представлен с точностью до определенного количества разрядов, а, следовательно, всегда является цифровым. С учетом этих факторов при описании цифровых сигналов функция квантования обычно опускается (подразумевается равномерной по умолчанию), а для описания сигналов используются правила описания дискретных сигналов. Что касается формы обращения цифровых сигналов в системах хранения, передачи и обработки, то, как правило, они представляет собой комбинации коротких одно- или двуполярных импульсов одинаковой амплитуды, которыми в двоичном коде с определенным количеством числовых разрядов кодируются числовые последовательности сигналов (массивов данных).
Рис. 4. Дискретно-аналоговый сигнал
В принципе, квантованными по своим значениям могут быть и аналоговые сигналы, зарегистрированные соответствующей аппаратурой (рис.4), которые принято называть дискретно-аналоговыми. Но выделять эти сигналы в отдельный тип не имеет смысла – они остаются аналоговыми кусочно-непрерывными сигналами с шагом квантования, который определяется допустимой погрешностью измерений.
Большинство сигналов, с которыми приходится иметь дело при обработке геофизических данных, являются аналоговыми по своей природе, дискретизированными и квантованными в силу методических особенностей измерений или технических особенностей регистрации, т.е. преобразованными в цифровые сигналы. Но существуют и сигналы, которые изначально относятся к классу цифровых, как, например отсчеты количества гамма-квантов, зарегистрированных по последовательным интервалам времени.
Сигнал, значения которого отличны от нуля только на конечном интервале Т, называют финитным. Если спектральная функция X(f) сигналов (преобразование Фурье) обращается в нуль вне некоторого конечного интервала частот, то они называются сигналами с финитным спектром. Если сигнал X(t) определен только для значений аргумента t≥0, то он считается каузальным (причинным).
Преобразования типа сигналов.
Формы математического отображения сигналов, как правило, отражают их физическую природу. Однако последнее не является обязательным и зависит от методики измерений и технических средств детектирования, преобразования, передачи, хранения и обработки сигналов. На разных этапах процессов получения и обработки информации как материальное представление сигналов в устройствах регистрации и обработки, так и формы их математического описания при анализе данных, могут изменяться путем соответствующих операций преобразования типа сигналов.
Операция дискретизации (discretization) осуществляет преобразование аналоговых сигналов (функций), непрерывных по аргументу, в функции мгновенных значений сигналов по дискретному аргументу. Дискретизация обычно производится с постоянным шагом по аргументу (равномерная дискретизация), при этом s(t) Þ s(nDt), где значения s(nDt) представляют собой отсчеты функции s(t) в моменты времени t = nDt, n = 0, 1, 2,…, N. Частота, с которой выполняются замеры аналогового сигнала, называется частотой дискретизации. В общем случае, сетка отсчетов по аргументу может быть произвольной, как, например, s(t) Þ s(tk), k=1, 2, …, K, или задаваться по определенному закону. В результате дискретизации непрерывный (аналоговый) сигнал переводится в последовательность чисел.
Операция восстановления аналогового сигнала из его дискретного представления обратна операции дискретизации и представляет, по существу, интерполяцию данных.
Дискретизация сигналов может приводить к определенной потере информации о поведении сигналов в промежутках между отсчетами. Однако существуют условия, определенные теоремой Котельникова-Шеннона, согласно которым аналоговый сигнал с ограниченным частотным спектром может быть без потерь информации преобразован в дискретный сигнал, и затем абсолютно точно восстановлен по значениям своих дискретных отсчетов.
Любая непрерывная функция на конечном отрезке может быть разложена в ряд Фурье, т.е. представлена в спектральной форме – в виде суммы ряда синусоид с кратными (нумерованными) частотами с определенными амплитудами и фазами. У относительно гладких функций спектр быстро убывает (коэффициенты модуля спектра быстро стремятся к нулю). Для представления “изрезанных” функций, с разрывами и “изломами”, нужны синусоиды с большими частотами. Говорят, что сигнал имеет ограниченный спектр, если после определенной частоты F все коэффициенты спектра равны нулю, т.е. сигнал представляется в виде конечной суммы ряда Фурье.
§
Теоремой Котельникова-Шеннона устанавливается, что если спектр сигнала ограничен максимальной частотой f, то после дискретизации сигнала с частотой не менее 2f можно восстановить исходный непрерывный сигнал по полученному цифровому сигналу абсолютно точно. Для этого нужно выполнить интерполяцию цифрового сигнала “между отсчетами” специальной функцией (Котельникова-Шеннона).
Физический смысл теоремы Котельникова-Шеннона достаточно прост. Если максимальная частота в сигнале равна f, то достаточно на одном периоде этой гармоники иметь минимум 2 отсчета с известными значениями t1 и t2, как появляется возможность записать систему из двух уравнений (y1=a cos 2pft1 и y2=a cos 2pft2) и решить систему относительно 2-х неизвестных – амплитуды а и частоты f этой гармоники. Следовательно, частота дискретизации должна быть в 2 раза больше максимальной частоты f в сигнале. Для более низких частот это условие будет выполнено автоматически.
На практике эта теорема имеет огромное значение. Например, известно, что диапазон звуковых сигналов, воспринимаемых человеком, не превышает 20 кГц. Следовательно, при дискретизации записанных звуковых сигналов с частотой не менее 40 кГц мы можем точно восстановить исходный аналоговый сигнал по его цифровым отсчетам, что и выполняется в проигрывателях компакт-дисков для восстановления звука. Частота дискретизации звукового сигнала при записи на компакт-диск составляет 44100 Гц.
Операция квантования или аналого-цифрового преобразования (АЦП; английский термин Analog-to-Digital Converter, ADC) заключается в преобразовании дискретного сигнала s(tn) в цифровой сигнал s(n) = sn » s(tn), n = 0, 1, 2,.., N, как правило, кодированный в двоичной системе счисления. Процесс преобразования отсчетов сигнала в числа называется квантованием по уровню (quantization), а возникающие при этом потери информации за счет округления – ошибками или шумами квантования (quantization error, quantization noise).
При преобразовании аналогового сигнала непосредственно в цифровой сигнал операции дискретизации и квантования совмещаются.
Операция цифро-аналогового преобразования (ЦАП; Digital-to-Analog Converter, DAC) обратна операции квантования, при этом на выходе регистрируется либо дискретно-аналоговый сигнал s(tn), который имеет ступенчатую форму (рис.4), либо непосредственно аналоговый сигнал s(t), который восстанавливается из s(tn), например, путем сглаживания.
Так как квантование сигналов всегда выполняется с определенной и неустранимой погрешностью (максимум – до половины интервала квантования), то операции АЦП и ЦАП не являются взаимно обратными с абсолютной точностью.
Алиасинг. А что произойдет, если спектр аналогового сигнала был неограниченным или имел частоту, выше частоты дискретизации?
Рис. 5. Появление кажущейся частоты при дискретизации.
Предположим, что при записи акустического сигнала оркестра в помещении от какого-то устройства присутствует ультразвуковой сигнал с частотой 30 кГц. Запись выполняется с дискретизацией сигнала на выходе микрофона с типовой частотой 44.1 кГц. При прослушивании такой записи с использованием ЦАП мы услышим шумовой сигнал на частоте 30 – 44.1/2 » 8 кГц. Восстановленный сигнал будет выглядеть так, как если бы частоты, лежащие выше половины частоты дискретизации, “зеркально” от нее отразились в нижнюю часть спектра и сложились с присутствующими там гармониками. Это так называемый эффект появления ложных (кажущихся) частот (aliasing). Эффект аналогичен известному эффекту обратного вращения колес автомобиля на экранах кино и телевизоров, когда скорость их вращения начинает превышать частоту смены кадров. Природу эффекта можно наглядно видеть на рис. 5. Аналогично в главный частотный диапазон дискретных сигналов “отражаются” от частоты дискретизации и все высокочастотные шумы, присутствующие в исходном аналоговом сигнале.
Для предотвращения алиасинга следует повышать частоту дискретизации или ограничить спектр сигнала перед оцифровкой фильтрами низких частот (НЧ-фильтры, low-pass filters), которые пропускают без изменения все частоты, ниже заданной, и подавляют в сигнале частоты, выше заданной. Эта граничная частота называется частотой среза (cutoff frequency) фильтра. Частота среза анти-алиасинговых фильтров устанавливается равной половине частоты дискретизации. В реальные АЦП почти всегда встраивается анти-алиасинговый фильтр.
18. (2.4) Цифро-аналоговые и аналогово-цифровые преобразователи.
§
В большинстве случаев получаемый непосредственно от источника информации сигнал оказывается представленным в форме непрерывно меняющегося по своему значению напряжения либо тока. Таков, в частности, характер электрического сигнала, соответствующего телефонным, телевизионным и другим видам сообщения. Для передачи таких сообщений по линии связи или для их обработки (например, при отфильтровании помех) могут быть использованы две формы: аналоговая или цифровая. Аналоговая форма предусматривает оперирование со всеми значениями сигнала, цифровая форма с отдельными его значениями, представленными в форме кодовых комбинаций.
Преобразование сигналов из аналоговой формы в цифровую выполняется в устройстве, называемом аналого-цифровым преобразователем (АЦП).
В преобразователе сигналов из аналоговой формы в цифровую можно выделить следующие процессы: дискретизацию, квантование, кодирование. Рассмотрим сущность этих процессов. При этом для определенности в последующем изложении будем считать, что преобразование в цифровую форму осуществляется над сигналом, представленным в форме меняющегося во времени напряжения.
Дискретизация непрерывных сигналов.
Процесс дискретизации заключается в том, что из непрерывного во времени сигнала выбираются отдельные его значения, соответствующие моментам времени, следующим через определенный временной интервал Т (на рис. 0 – моменты 
). Интервал Т называется тактовым интервалом времени, а моменты времени в которые берутся отсчеты, — тактовыми моментами времени.
Дискретные значения сигнала следует отсчитывать с таким малым тактовым интервалом Т, чтобы по ним можно было бы восстановить сигнал в аналоговой форме с требуемой точностью.
Квантование и кодирование
. Сущность этих операций заключается в следующем. Создается сетка так называемых уровней квантования (рис. 14.0), сдвинутых друг относительно друга на величину ∆, называемую шагом квантования. Каждому уровню квантования можно приписать порядковый номер (0, 1, 2, 3 и т.д.). Далее, полученные в результате дискретизации значения исходного аналогового напряжения заменяются ближайшими к ним уровнями квантования. Так, на диаграмме рис. 14.0 значение напряжения в момент
заменяется ближайшим к нему уровнем квантования с номером 3, в тактовый момент
значение напряжения ближе к уровню 6 и заменяется этим уровнем и т. д.
Описанный процесс носит название операции квантования, смысл которого состоит в округлении значений аналогового напряжения, выбранных в тактовые моменты времени. Как и всякое округление, процесс квантования приводит к погрешности (к ошибкам квантования) в представлении дискретных значений напряжения, создавая так называемый шум квантования. При проектировании АЦП стремятся снизить шум квантования до такого уровня, при котором он еще обеспечивает требуемую точность представления сигнала. Подробнее шум квантования будет рассмотрен далее.
Следующая операция, выполняемая при аналого-цифровом преобразовании сигналов, – кодирование. Смысл ее состоит в следующем. Округление значения напряжения, осуществляемое при операции квантования, позволяет эти значения представлять числами – номерами соответствующих уровней квантования. Для диаграммы, представленной на рис. 14.0, образуется последовательность чисел: 3, 6, 7, 4, 1, 2 и т.д. Далее, получаемая таким образом последовательность чисел представляется двоичным кодом.
Вернемся к искажениям, связанным с процессом квантования, названным шумом квантования. При телефонной связи шум квантования воспринимается ухом человека действительно в виде шума, сопровождающего речь.
Так как в процессе квантования значение напряжения в каждый тактовый момент времени округляется до ближайшего уровня квантования, ошибка в представлении значений напряжения оказывается в пределах 
.
Следовательно, чем больше шаг квантования 
, тем больше ошибки квантования 
. Считая, что в указанных пределах любые значения равновероятны, можно получить выражение среднеквадратичного значения ошибки квантования 
.
Уменьшение шума квантования достигается только уменьшением шага квантования . Так как – промежуток между соседними уровнями квантования, то с уменьшением , очевидно, должно возрасти число уровней квантования в заданном диапазоне значений напряжения. Пусть 
– ширина диапазона изменений напряжения. Тогда требуемое число уровней квантования 
. Обычно 
.
Отсюда видно, что уменьшение шума квантования путем уменьшения приводит к увеличению числа уровней квантования N. Это увеличивает число разрядов при представлении номеров уровней квантования двоичными кодами.
При организации телефонной связи номера уровней квантования обычно выражают семи-восьмиразрядными двоичными числами, а число уровней квантования оказывается равным 
.
Наряду с рассмотренными выше погрешностями – погрешностями квантования – при аналого-цифровом преобразовании возникают погрешности аппаратурные, связанные с неточностью работы отдельных узлов АЦП. Эти погрешности будут выявляться далее при рассмотрении различных схемных построений АЦП.
Ниже будут рассмотрены цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП), построенные по принципу суммирования напряжений или токов, пропорциональных весовым коэффициентам двоичного кода.
Схема ЦАП с суммированием напряжений.
Одна из таких схем с суммированием напряжений на операционном усилителе приведена на рис.1. Триггеры
образуют регистр, в который помещаются двоичные числа, предназначенные для перевода в пропорциональные им значения напряжения на выходе. Будем считать, что напряжение на выходе каждого из триггеров может принимать одно из двух возможных значений: Е — при состоянии 1 и 0 при состоянии 0.
Напряжения с выходов триггеров передаются на выход ЦАП через операционный усилитель, работающий в режиме взвешенного суммирования напряжений (аналогового сумматора). Для каждого триггера предусматривается отдельный вход в сумматоре с определенным коэффициентом передачи
.
Таким образом, напряжение с выхода триггера n-го разряда передается на выход усилителя с коэффициентом передачи: 
; этот коэффициент для (n-1)-го разряда: 
; для (n-2)-го разряда: 
и т. д.
Обратим внимание на то, что коэффициенты передачи усилителя с отдельных его входов находятся в том же соотношении, что и весовые коэффициенты соответствующих разрядов двоичного числа. Так, 
в 2 раза [больше 
и весовой коэффициент n-го разряда в 2 раза больше весового коэффициента (n-1)-го разряда. Следовательно, напряжения, передаваемые на выход усилителя с выходов триггеров отдельных разрядов, находящихся в состоянии 1, пропорциональны весовым коэффициентам разрядов.
Если в состоянии 1 находятся одновременно триггеры нескольких разрядов, то напряжение на выходе усилителя равно сумме напряжений, передаваемых на этот выход от отдельных триггеров. Пусть цифры отдельных разрядов двоичного числа в регистре 
. Тогда напряжение на выходе усилителя
Здесь N — десятичное значение двоичного числа, введенного в регистр. Из последнего выражения видно, что напряжение на выходе ЦАП пропорционально значению числа в регистре.
Рассмотрим работу ЦАП в случае, когда на триггерах 
построен двоичный счетчик. Если подать на вход этого счетчика последовательность импульсов, то с приходом каждого очередного импульса число в счетчике будет увеличиваться на единицу и напряжение на выходе ЦАП будет возрастать на ступеньку, соответствующую единице младшего разряда счетчика. Величина такой ступеньки 
.
Таким образом, напряжение на выходе ЦАП будет иметь ступенчатую форму, как показано на рис. 14.2. После поступления 
импульсов все разряды счетчика будут содержать 1, на выходе ЦАП образуется максимальное напряжение
При большом числе разрядов 
и 
. Далее очередным импульсом счетчик будет сброшен в нулевое состояние, нулевым будет и выходное напряжение ЦАП. После этого счетчик начинает счет импульсов сначала и на выходе ЦАП вновь формируется напряжение ступенчатой формы.
Суммарная абсолютная погрешность преобразователя 
должна быть меньше выходного напряжения, соответствующего единице младшего разряда входного двоичного числа:
Отсюда можно получить условие для относительной погрешности:
Это соотношение определяет связь между относительной погрешностью преобразователя 
и числом его разрядов п. Так, при 
.
Недостатки рассмотренной схемы преобразователя:
· используются высокоточные резисторы с различными сопротивлениями;
· трудно обеспечить высокую точность выходного напряжения триггеров.
Эти недостатки устранены в схеме ЦАП, приведенной на рис. 3, где показана схема трехразрядного преобразователя. Нетрудно построить схему с любым заданным числом разрядов. Особенности этой схемы, называемой схемой с суммированием напряжений на аттенюаторе сопротивлений, состоит в том, что, во-первых, используются резисторы лишь с двумя значениями сопротивлений (R и 2R) и, во-вторых, выходные напряжения триггеров непосредственно не участвуют в формировании выходного напряжения ЦАП, а используются лишь для управления состоянием ключей, т. е. устранены отмеченные выше недостатки предыдущей схемы ЦАП (см. рис. 1).
Рассмотрим подробнее работу такого преобразователя. В каждом разряде имеется два .ключа, через один из них в аттенюатор сопротивлений подается напряжение Е, через другой – нулевое напряжение.
Определим напряжения, возникающие на выходе ЦАП от единиц отдельных разрядов числа, помещаемого в регистр. Пусть в регистр введено число 
. Триггер 
в состоянии 1, и в третьем разряде открыт ключ 
, в остальных разрядах триггеры в состоянии 0, и открыты ключи 
и 
(рис. 4,а). Последовательными преобразованиями можно получить схему (рис. 14.4,<3), из которой следует, что напряжение в точке 
.
Если в регистр поместить число 
, то аттенюатор можно представить схемой, показанной на рис. 5,а. Путем преобразования ее можно привести к схеме, представленной на рис. 14.5,в. Возникающее в точке Ач напряжение имеет то же [значение, что и в предыдущей схеме в точке . Из рис. 14.5 видно, что при передаче на выход преобразователя это напряжение делится на два и, таким образом, 
.
Можно показать, что при числе 
напряжение в точке 
. При передаче этого .напряжения в точку 
и далее от точки к точке напряжение каждый раз делится на два и 
.
Итак, напряжение на выходе, соответствующее единицам отдельных разрядов двоичного числа в регистре, пропорционально весовым коэффициентам разрядов. При n-разрядном регистре, обозначив цифры разрядов двоичного числа , получим выражение напряжения на выходе ЦАП:
Из выражения видно, что выходное напряжение ЦАП пропорционально значению числа N, помещаемого в регистр.
Аппаратурные погрешности преобразования в данной схеме связаны с отклонениями сопротивлений резисторов от их номинальных значений, неидеальностью ключей (сопротивление реального ключа в закрытом состоянии не равно бесконечности, а в открытом – неравно нулю), нестабильностью источника напряжения Е. Наибольшее влияние на погрешность ЦАП оказывают эти отклонения в старших разрядах.
Схема ЦАП с суммированием токов.
На рис. 14.6 показан еще один вариант схемы ЦАП – схема с суммированием токов на аттенюаторе сопротивлений. Вместо источника стабильного напряжения Е, в данной схеме используются источники стабильного тока. Если триггер находится в состоянии 1, ток I источника через открытый ключ втекает в аттенюатор сопротивлений; если триггер в состоянии 0, то открывается другой ключ, который замыкает источник. На рис. 7,а показана схема, соответствующая числу 
. Путем преобразований она приводится к эквивалентным схемам на рис. 7,6 и в, откуда следует 
. Такое же напряжение образуется в любой из точек 
, если соответствующий разряд регистра содержит единицу. При передаче напряжения между этими точками напряжение делится на два и, следовательно, выходное напряжение
Элементы, используемые в ЦАП.
Рассмотрим схемные решения элементов, используемых в ЦАП.
Источник стабильного напряжения. На рис. 14.8 представлена схема простого стабилизатора напряжения. В цепь между входом и выходом стабилизатора последовательно включен транзистор 
. Стабилизация выходного напряжения 
обеспечивается тем, что при возрастании входного напряжения увеличивается напряжение на транзисторе и наоборот, при снижении напряжение на транзисторе уменьшается. Таким образом, все изменения входного напряжения гасятся на транзисторе . Такой режим транзистора обеспечивается усилителем, построенным на транзисторе 
. Пусть, например, растет и вследствие этого имеет тенденцию к росту и 
. Малый рост , усиливаясь, значительно уменьшает напряжение на коллекторе и базе 
, возрастает падение напряжения между коллектором и эмиттером транзистора .
Цепочка из резистора 
и стабилитрона 
обеспечивает в цепи эмиттера постоянное напряжение 
, которое стремится запереть транзистор. Для компенсации этого отрицательного смещения используется положительное напряжение, снимаемое с резистора 
делителя напряжения, составленного из резисторов 
и . Чем больше , тем большая часть напряжения должна передаваться с на базу и вместе с этим и большая часть изменений напряжения будет прикладываться к базе и, усиливаясь, передаваться на базу .
Источник стабильного тока. Стабилизатор тока, схема которого приведена на рис. 14.9, работает аналогично стабилизатору напряжения. Отличие состоит в том, что входное напряжение усилителя на транзисторе снимается с резистора 
, который в схеме стабилизатора тока включен последовательно с нагрузкой (ток нагрузки I проходит через 
. Если, например, возрастает или 
уменьшится и, таким образом, ток имеет тенденцию к росту, возрастает напряжение на и на базе транзистора . Это приводит к снижению потенциала коллектора и базы , растет напряжение между коллектором и базой транзистора , что препятствует росту тока I.
Ключевые устройства. Ключи преобразователя с суммированием напряжений на сетке сопротивлений (см. рис. 14.3) могут быть выполнены по схеме, представленной на рис. 14.80,а. Транзисторы и управляются напряжениями с выходов триггера. Выход подключается к аттенюатору сопротивлений.
Пусть триггер находится в состоянии 1. На его инверсном выходе нулевой потенциал и транзистор , на базу которого этот потенциал поступает, закрыт. На прямом выходе триггера высокое напряжение, которое, поступая на вход транзистора , удерживает его в открытом состоянии. Через открытый транзистор в аттенюатор сопротивлений подается напряжение Е. Если триггер находится в состоянии 0, закрыт транзистор , а через открытый транзистор в аттенюатор сопротивлений поступает нулевое напряжение.
Таким образом, выполненное по данной схеме устройство исполняет роль двух ключей в разряде преобразователя.
В преобразователе с суммированием токов не предъявляется высоких требований к малости сопротивления открытого ключа. В этом преобразователе может быть использован диодный переключатель, схема которого представлена на рис. 14.80,6. Если триггер находится в состоянии 0, высокое напряжение, поступающее с инверсного выхода триггера, удерживает диод 
в открытом состоянии. Ток источника замыкается через диод и триггер. Если триггер находится в состоянии 1, диод закрыт и ток I замыкается через диод и аттенюатор сопротивлений.
§
В информационных и управляющих системах часть (или вся) информация от датчиков бывает представлена в аналоговой форме. Для ее ввода в цифровые ЭВМ и цифровое управляющее устройство широко применяются аналогово-цифровые преобразователи (АЦП). В большинстве случаев АЦП выполняют преобразование входного напряжения или тока в двоичный цифровой код.
Интерфейсы АЦП
Важную часть аналого-цифрового преобразователя составляет цифровой интерфейс, т.е. схемы, обеспечивающие связь АЦП с приемниками цифровых сигналов. Структура цифрового интерфейса определяет способ подключения АЦП к приемнику выходного кода, например, микропроцессору, микроконтроллеру или цифровому процессору сигналов. Свойства цифрового интерфейса непосредственно влияют на уровень верхней границы частоты преобразования АЦП.
Наиболее часто применяют способ связи АЦП с процессором, при котором АЦП является для процессора как бы одной из ячеек памяти. При этом АЦП имеет необходимое число адресных входов, дешифратор адреса и подключается непосредственно к адресной шине и шине данных процессора. Для этого он обязательно должен иметь выходные каскады с тремя состояниями.
Другое требование совместной работы АЦП с микропроцессорами, называемое программным сопряжением, является общим для любых систем, в которые входят ЭВМ и АЦП. Имеется несколько способов программного сопряжения АЦП с процессорами. Рассмотрим основные.
Проверка сигнала преобразования. Этот способ состоит в том, что команда начала преобразования “Пуск” периодически подается на АЦП от таймера. Процессор находится в цикле ожидания от АЦП сигнала окончания преобразования “Готов”, после которого выходит из цикла, считывает данные с АЦП и в соответствии с ними приступает либо к следующему преобразованию, либо к выполнению основной программы, а затем вновь входит в цикл ожидания. Здесь АЦП выступает в роли ведущего устройства (master), а процессор – ведомого (slave). Этот способ почти не требует дополнительной аппаратуры, но пригоден только в системах, где процессор не слишком загружен, т.е. длительность обработки данных от АЦП меньше времени преобразования АЦП. Указанный способ позволяет максимально использовать производительность АЦП.
Если длительность обработки данных от АЦП составляет заметно больше времени преобразования АЦП, можно использовать вариант этого способа, отличающийся тем, что сигнал “Пуск” поступает от процессора. Процессор выполняет основную программу обработки данных, а затем считывает данные с АЦП и вновь запускает его. В этом случае процессор выступает в роли ведущего устройства, а АЦП – ведомого.
Простое прерывание. Выдав команду “Пуск”, процессор продолжает работу по основной программе. После окончания преобразования формируется сигнал прерывания, который прерывает в процессоре вычисления и включает процедуру поиска периферийного прибора, пославшего сигнал прерывания. Эта процедура состоит в переборе всех периферийных устройств до тех пор, пока не будет найден нужный. Преимущество этого способа по сравнению с предыдущим проявляется в большем числе преобразований за одно и то же время, если используемый АЦП работает медленно. Если же АЦП быстродействующий, то этот способ работы может оказаться даже медленнее предыдущего, так как на обработку прерывания требуется значительное время.
Векторное прерывание. Этот способ отличается от предыдущего тем, что вместе с сигналом прерывания посылается и адрес программы обращения к данному АЦП. Следовательно, не нужно перебирать все периферийные приборы.
Прямой доступ к памяти. Здесь также используется прерывание, но в отличие от предыдущих двух способов, управление по системе прерывания передается на специальный интерфейс, который и производит перезапись данных преобразования в память, минуя регистры процессора. Это позволяет сократить длительность прерывания до одного такта. Номера ячеек памяти хранятся адресном регистре интерфейса. Для этой цели выпускаются ИМС контроллеров прямого доступа к памяти.
В зависимости от способа пересылки выходного слова из АЦП в цифровой приемник различают преобразователи с последовательным и параллельным интерфейсами выходных данных. Последовательный интерфейс медленнее параллельного, однако он позволяет осуществить связь с цифровым приемником значительно меньшим количеством линий и в несколько раз сократить число выводов ИМС. Поэтому обычно параллельный интерфейс используется в параллельных и последовательно-параллельных АЦП, а последовательный – в интегрирующих. В АЦП последовательного приближения применяются как параллельный, так и последовательный интерфейсы. Некоторые АЦП последовательного имеют интерфейс обоих типов.
§
АЦП с последовательным интерфейсом выходных данных. В АЦП последовательного приближения, оснащенных простейшей цифровой частью, выходная величина может быть считана в виде последовательного кода прямо с компаратора или регистра последовательного приближения (РПП). На рис. 2 представлена функциональная схема такого интерфейса (а) и временные диаграммы его работы (б).
Рис. 2 – Простейший последовательный интерфейс.
Здесь приведена схема, реализующая SPI-интерфейс. Процессор является ведущим (master). Он инициирует начало процесса преобразования подачей среза на вход “Пуск” АЦП. С тактового выхода процессора на синхровход АЦП поступает последовательность тактовых импульсов. Начиная со второго такта после пуска на выходе данных АЦП формируется последовательный код выходного слова старшими битами вперед. Этот сигнал поступает на MISO (master – input, slave – output) вход процессора.
Простейший интерфейс обеспечивает наименьшее время цикла “преобразование – передача данных”. Однако он обладает двумя существенными недостатками. Во-первых, переключение выходных каскадов АЦП во время преобразования привносит импульсную помеху в аналоговую часть преобразователя, что вызывает уменьшение соотношение сигнал/шум (например, для АЦП AD7893 среднеквадратическое значение шума при передаче данных во время преобразования почти в три раза больше, чем при считывании данных после преобразования). Во-вторых, если АЦП имеет большое время преобразования, то процессор будет занят приемом информации от него существенную часть вычислительного цикла. По этим причинам современные модели АЦП с последовательной передачей выходных данных оснащаются выходным сдвиговым регистром, в который загружается результат преобразования из РПП. Временные диаграммы такого интерфейса приведены на рис. 3.
Рис. 3 – Последовательный интерфейс с передачей данных по окончании преобразования.
По заднему фронту сигнала “Пуск” УВХ переходит в режим хранения и начинается преобразование. При этом на соответствующем выводе АЦП выставляется сигнал “Занят”. По окончании преобразования начинается передача данных. Процессор подает на синхровход АЦП последовательность синхроимпульсов CLK. Если 8 < N < =16, то число синхроимпульсов обычно составляет 16. При N < 16 вначале вместо отсутствующих старших битов передаются нули, а затем выходное слово старшими битами вперед. До и после передачи данных выходная линия АЦП находится в высокоимпедансном состоянии.
Увеличение длительности цикла “преобразование – передача данных” по сравнению с простейшим интерфейсом обычно несущественно, так как синхроимпульсы могут иметь большую частоту. Например, для 12-разрядного АЦП последовательного приближения AD7896 минимальный интервал между отсчетами составляет 10 мкс. Из них последовательное чтение данных занимает только 1,6 мкс при частоте синхросигнала 10 МГц.
§
Существенное уменьшение tпр удается получить в АЦП параллельного типа. Его структурная схема приведена на рис3. Здесь входная аналоговая величина U0 с выхода схемы ВХ сравнивается с помощью 2n 1 – 1 компараторов с 2(2n-1) эталонными уровнями, образованными делителями из резисторов равного сопротивления. При этом срабатывают m младших компараторов, образующих на выходах схем И-НЕ нормальный единичный код, затем который с помощью специального дешифратора ДШ преобразуется в двоичный выходной сигнал.
Погрешность АЦПП определяется неточностью и нестабильностью эталонного напряжения, резистивного делителя и погрешностями компараторов. Значительную роль могут играть входные токи компараторов, если делитель недостаточно низкоомный. На рисунке 5 приведена структурная схема АЦП параллельного типа.
Рисунок 5. – Схема АЦП параллельного типа.
Время преобразования складывается из следующих составляющих:
tпр = tвх tз,к a tл,сi ,
гдеtл,сi– Время задержки логичесих схем; k – число последовательно включенных логических схем.
При использовании компаратров со стробированием АЦПП может быть без схемы ВХ. При этом он обеспечивает наибольшее быстродействие по сравнению с любыми другими АЦП.
Рисунок 6 – АЦП и ЦАП.
На рисунке 6, показана схема для преобразование аналоговой величины (напряжения) в цифровой код и обратное проебразование цифрового кода в аналоговую величину. Процесс работы схемы показан на временной диаграмме. Временная диаграмма, иллюстрирующая работу АЦП и ЦАП, приведена на рисунке 7.
Рисунок 7 – Диаграмма работы АЦП и ЦАП.
Оглавление
1. (1.1) История развития электроники. Роль элементной базы. 2
2. (2.1). Основные положения зонной теории твёрдого тела. Физические основы полупроводниковых приборов. 5
Физические основы полупроводниковых приборов. 10
Примесные полупроводники. 12
3. (3.1) Работа выхода электрона. Виды электронной эмиссии. 14
Виды электронной эмиссии. 16
4. (2.2). P-n переход как основной элемент структуры полупроводниковых приборов. 19
5. (1.2) Полупроводниковые диоды. Переходные процессы в диодах. Разновидности диодов. 21
1. Выпрямительные диоды.. 21
2. Стабилитроны.. 22
3. Варикапы.. 22
4. Туннельные диоды.. 23
5. Фотодиоды.. 24
6. Излучающие диоды.. 25
6. (3.2) Биполярные транзисторы. Принцип работы, параметры, применение. Принцип действия ключа на биполярном транзисторе. 26
Транзисторный ключ. 31
Цифровые электронные ключи на биполярных транзисторах. 31
7. (2.3) Полевые транзисторы. Принцип работы, параметры, классификация. 34
Классификация транзисторов по структуре. 39
8. (1.3) Полупроводниковые запоминающие устройства. Физические механизмы работы полупроводниковых устройств памяти. Разновидности ПЗУ. Принцип работы запоминающего элемента на биполярном транзисторе. 40
Физические механизмы работы полупроводниковых устройств памяти. 41
Простейшие ПЗУ. 42
EPROM… 43
EEPROM… 43
Запоминающий элемент ПЗУ. 44
9. (3.6) Ячейка памяти ОЗУ динамического типа. Схема и принцип работы запоминающих элементов ОЗУ на биполярных и на полевых транзисторах. 44
Запоминающий элемент статического биполярного ОЗУ. 44
Запоминающий элемент динамического ОЗУ на МОП-транзисторах. 46
10. (2.6) Организация flash-памяти. Принцип считывания и записи информации в ячейке флэш-памяти. 48
Многоуровневые ячейки. 51
11. (3.3) Усилители электрических сигналов. Классификация, основные характеристики усилителей. Операционные усилители. 52
1. Классификация усилителей. 52
2. Основные показатели и характеристики усилителя. 53
3. Усилитель постоянного тока. 58
4. Дифференциальный усилитель. 58
5. Операционные усилители. 59
12. (1.4) Источники вторичного питания. Выпрямители. Сглаживающие фильтры. Стабилизация напряжения и тока. 62
1 Назначение источников вторичного питания. 62
2 Выпрямители. 62
3 Сглаживающие фильтры.. 64
3.1 Индуктивный фильтр. 65
3.2 Ёмкостной фильтр. 65
3.3 Индуктивно-ёмкостной фильтр. 65
3.4 Резистивно-ёмкостной фильтр. 66
4 Стабилизация напряжения и тока. 66
4.1 Стабилизатор напряжения. 66
4.2 Стабилизатор тока. 68
13. (2.5) Выпрямители переменного напряжения. 69
Выпрямители могут быть классифицированы по ряду признаков: 69
Основные характеристики выпрямителей: 69
Схемы выпрямителей. 70
Основные характеристики различных схем выпрямления. 70
Однополупериодный выпрямитель. 71
Двухполупериодный выпрямитель с нулевой точкой. 71
Мостовая схема выпрямителя. 72
Схема удвоения напряжения. 74
14. (3.5) Устройство компьютерных блоков питания. 75
Устройство типового компьютерного блока питания. 75
Напряжения, вырабатываемые блоками питания. 78
Конструктивные размеры блоков питания. 79
Стандарт АТХ. 80
Разъёмы блоков питания. 82
15. (3.4) Технологии цифровых интегральных схем. Классификация логических элементов в зависимости от вида полупроводниковых элементов. 86
Классификация ИМС. 86
Элементы интегральных микросхем.. 88
Биполярные транзисторы. 89
Многоэмиттерные транзисторы. 89
Многоколлекторные транзисторы. 90
Полевые МДП-транзисторы. 91
Диоды. 91
Резисторы. 92
Конденсаторы. 92
Большие интегральные схемы (БИС). 94
Этапы производства ИМС. 94
16. (1.6) Типы логики интегральных схем. Наиболее распространённые технологии построения логических элементов. 95
Транзисторно-транзисторная логика. 96
Элементы ТТЛШ… 98
Элементы ТТЛ с тремя выходными состояниями. 98
Эмиттерно-связанная логика. 99
Транзисторная логика с непосредственными связями (ТЛНС). 101
Интегральная инжекционная логика. 102
Логические элементы на МОП-транзисторах. 103
Логические элементы на ключах с динамической нагрузкой. 104
Логические элементы на комплементарных ключах. 104
17. (1.5) Устройства сопряжения аналоговых и цифровых систем. Квантование, дискретизация, кодирование. Теорема Котельникова-Шеннона. 107
Типы сигналов. 107
Преобразования типа сигналов. 109
Теорема Котельникова-Шеннона. 110
18. (2.4) Цифро-аналоговые и аналогово-цифровые преобразователи. 111
Цифро-аналоговые преобразователи. 111
Дискретизация непрерывных сигналов. 112
Схема ЦАП с суммированием напряжений. 113
Схема ЦАП с суммированием токов. 116
Элементы, используемые в ЦАП. 116
Аналогово-цифровые преобразователи. 118
АЦП с параллельным интерфейсом выходных данных. 119
АЦП с последовательным интерфейсом выходных данных. 120
АЦП параллельного типа (АЦПП). 122
Электронные ключи
Электронные ключи, применяемые в преобразователях и системах автоматики, выполняют функции быстродействующих коммутирующих элементов схемы. В качестве коммутирующих элементов в ключах применяются транзисторы и тиристоры.
Существуют несколько разновидностей схем ключей.
Работа транзисторных ключей основана на физических процессах, происходящих в транзисторе в моменты его открытия и закрытия.
Рассмотрим физические процессы, проходящие в транзисторе при его работе в схеме электронного ключа с резисторной связью (рис. 1.4, а). Предположим, в исходном состоянии на вход цепи подается обратное напряжение, при котором эмиттерный переход включен в непроводящем направлении (режим отсечки).
Если поменять полярность входного сигнала, то эмиттерный переход оказывается включенным в проводящем направлении, при этом происходит рост тока базы /б (рис. 1.4, в). Транзистор переходит из режима отсечки в активный режим и далее в режим насыще-
Рис. 1.4. Схема электронного ключа (а) и временные диаграммы изменения: входного напряжения UBX (б), тока базы /б(в), заряда базы @б и тока коллектора /к(г)
ния. В этот момент заряд базы 0б достигает граничного значения Qrp = 4н (Рис- !-4. г>-
В интервале времени fj —t2 происходит накопление избыточного заряда. В момент времени t2 входной сигнал резко меняет свою полярность, а следовательно, изменяется и полярность тока базы. Начинается процесс рассасывания избыточного заряда.
Обратный ток базы протекает как через эмиттерный переход, так и через коллекторный, поэтому импульс тока /к в момент времени t2 увеличивается скачком. В момент времени t3 заряд уменьшается до граничного значения и транзистор выходит из насыщения.
Таким образом, меняя полярность управляющего напряжения или тока во входной цепи, можно переводить транзистор из закрытого состояния в открытое и наоборот. Скорость переключения транзистора зависит от физических параметров, которые характеризуют его инерционность при работе с сигналом высокой частоты. К ним относятся емкость переходов, время жизни носителей зарядов и др.
Работа транзисторного ключа на транзисторе IGBT. Биполярный транзистор с изолированным затвором IGBT — полностью управляемый полупроводниковый прибор. Его включение и выключение осуществляются подачей и снятием положительного напряжения между затвором и истоком.
Поведение транзистора IGBT при его открывании полностью определяется характеристикой заряда затвора. Упрощенные эпюры напряжения «затвор-эмиттер» UGE, тока затвора IG, тока коллектора /с и напряжения «коллектор-эмиттер» UCE в процессе перехода транзистора в насыщенное состояние представлены на рис. 1.5.
Процесс включения IGBT можно разделить на три этапа, которые связаны с первичным зарядом входной емкости CGE, зарядом емкости Миллера CGC и, наконец, полным зарядом CGE, идущим до насыщения транзистора.
На отрезке времени /0 происходит начальный заряд входной емкости затвора CGE. Для упрощения считаем, что заряд производится постоянным током, поэтому данному этапу соответствует первый линейный участок нарастания напряжения UGE, который продолжается до момента времени tv В этой точке напряжение затвора достигает порогового значения отпирания транзистора UGE(th). В зависимости
Рис. 1.5. Упрощенный процесс включения транзистора IGBT
от свойств транзистора и импеданса цепи управления, ток затвора /G на данном участке может достигать значения в несколько десятков ампер. Поскольку до точки /, напряжение затвора находится ниже порога отпирания, отсутствует ток коллектора /с, а напряжение «коллектор-эмиттер» UCE остается равным напряжению питания Ucc.
Как только сигнал управления становится выше порогового значения, начинается включение IGBT, характеризующееся ростом тока коллектора до значения, ограничиваемого нагрузкой (/сцоас^)- Сказанное справедливо при использовании идеального оппозитно- го диода, в реальных схемах амплитуда тока в момент включения несколько превышает величину Ic(load)
– Причиной этого является процесс обратного восстановления диода, в результате чего ток восстановления 1п. добавляется к /с на время перехода диода в непроводящее состояние. Именно поэтому напряжение UCE на отрезке времени /, остается на прежнем уровне.
Далее сигнал управления затвором достигает величины ^ge(/?/)’ носящей название «плато Миллера», она поддерживается в течение промежутков времени t2 и Ц. На этом же этапе после полного выключения оппозитного диода начинается спад напряжения коллектора UCE, скорость которого dUCE/dt во время t2 достаточно высока.
Она снижается на промежутке /3, в течение которого транзистор переходит в насыщенное состояние. Все это время емкость Миллера CCG возрастает и заряжается частью тока затвора /ос, что и обусловливает стабилизацию сигнала управления затвором на уровне UGE(p[).
В начале временного отрезка t4 транзистор уже полностью включен, а емкость CCG — заряжена. Экспоненциально спадающий ток затвора продолжает поступать во входную емкость CGE, доводя напряжение на ней до максимального значения ^ое(ол)’ определяемого схемой управления.
При выключении транзистора описанные процессы происходят в обратном порядке.
Тиристорные ключи применяются в силовых схемах, где переключение происходит при мощности примерно сотни киловатт. В них могут использоваться обычные (однооперационные) и запираемые (двухоперационные) тиристоры. При использовании обычных тиристоров широко применяются двухтиристорные схемы коммутации, в которых выключение главного (силового) тиристора осуществляется приложением обратного напряжения или пропусканием импульса обратного тока.
Главный тиристор совместно со схемой коммутации представляет собой ключ для бесконтактного замыкания и размыкания цепи постоянного тока.
Главной проблемой при эксплуатации импульсных преобразователей с тиристорами является коммутация тиристоров. Включение тиристора в цепи постоянного тока осуществляется путем подачи на анод и управляющий электрод положительного потенциала. Для выключения тиристора недостаточно снять с управляющего электрода положительный потенциал; необходимо еще уменьшить анодный ток ниже тока удержания или подать на катод положительный потенциал (обратная полярность), по времени равный времени выключения, или кратковременно разорвать цепь питания тиристора, но при этом прервется и рабочий ток, проходящий через нагрузку, что в условиях эксплуатации тиристоров нежелательно.
Различают естественную и искусственную коммутацию. Естественная коммутация применяется при использовании тиристоров в схемах переменного тока, например выпрямителях. Тиристор выключается при уменьшении тока во время перехода через ноль. При искусственной коммутации выключение тиристора осуществляется с помощью специальных электронных схем, которые имеют вспомогательные источники энергии постоянного (импульсного) тока или с помощью предварительно заряженных конденсаторов.
Если коммутация происходит с рабочими тиристорами, то ее называют прямой или одноступенчатой, а если с помощью вспомогательного тиристора — двухступенчатой. Для управления тиристорами применяются специальные схемы в виде мультивибраторов, триггеров или других электронных ключей.
Одной из основных проблем работы схем преобразователей с некоторым количеством тиристоров является обеспечение задержки включения следующего тиристора, в течение которого должны восстановиться запирающиеся свойства тиристора, выходящего из работы (угол запаса 5). Отсутствие этой задержки может привести с короткому замыканию в схемах выпрямителей или опрокидыванию инверторов.
В зависимости от схемы коммутационного узла различают тиристорные ключи постоянного тока, запираемые приложением обратного напряжения, и ключи, запираемые импульсом обратного тока.
Тиристорный ключ, запираемый приложением обратного напряжения. При включении вспомогательного тиристора VS2 коммутирующий конденсатор Ск заряжается от источника питания до некоторого напряжения Uc0 через цепь RL-нагрузки (рис. 1.6).
В момент fj включается главный тиристор VS1. Через него протекает полный ток нагрузки /н и ток колебательного перезаряда /с конденсатора Ск, который замыкается через диод VD1 и коммутирующий дроссель LK. Процесс перезаряда заканчивается в момент t2.
Установившаяся полярность напряжения на конденсаторе (знаки в скобках) соответствует готовности схемы к коммутации главного тиристора. Для запирания главного тиристора в момент /3 включается вспомогательный тиристор VS2 и к главному тиристору прикладывается в обратном направлении напряжение конденсатора Uc.
В момент /4 конденсатор полностью разрядится и на аноде тиристора VS1 вновь нарастает прямое напряжение. Интервал времени
Рис. 1.6. Тиристорный ключ, запираемый приложением обратного напряжения (а), и диаграмма его работы (б)
f4 — /3=tn является временем, «предоставляемым» коммутационной схемой главному тиристору для выключения. Далее напряжение на нагрузке продолжает линейно снижаться до полного перезаряда конденсатора Ск от источника Un через тиристор VS2.
Тиристорный ключ, запираемый импульсом обратного тока. Схема ключа с мягкой коммутацией отличается от схемы тиристорного ключа запираемого приложением обратного напряжения (жесткой коммутацией) наличием обратного диода VD1, шунтирующего главный тиристор в обратном направлении (рис. 1.7).
Напряжение источника прикладывается к нагрузке. Конденсатор Ск перезаряжается на обратную полярность током /с1 по цепи главного тиристора VS1, диода VD2 и коммутирующего дросселя LK. В момент для выключения главного тиристора VS1 включается вспомогательный тиристор VS2.
В цепи Ск—LK—VS2—VS1—Ск возникает колебательный процесс перезаряда конденсатора. Ток /с2 в тиристоре VS1 направлен встречно току нагрузки в обратном направлении тиристора. Когда мгновенное значение тока /с равно мгновенному току нагрузки, тиристор обесточен.
Дальнейшее увеличение тока /с при неизменном токе нагрузки /н приводит к тому, что разность токов /с — /н замыкается по диоду VD1 обратного тока. При этом ток нагрузки /н продолжает замыкаться по цепи от источника питания через конденсатор Ск, дроссель LK и тиристор VS2.
Протекание тока по диоду VD1 в прямом направлении обуславливает приложение к главному тиристору VT1 обратного напряжения, равного прямому напряжению диода. На данном интервале f3—f4 тиристору «предоставляются» условия для выключения.
Ключ на запираемом тиристоре GTO. Управление запираемых тиристоров GTO идет по одному управляющему выводу прибора импульсами разной полярности, положительным на открывание и отрицательным на запирание (рис. 1.8).
Когда схема подключается к источнику постоянного напряжения, времязадающий конденсатор С1 заряжается. При достижении уровня пробоя динистора VD1 тиристор VS1 открывается и нагрузка оказывается под напряжением. Теперь конденсатор С2 начинает накаплиРис. 1.7. Тиристорный ключ, запираемый импульсом обратного тока (а), и диаграмма его работы (б)
вать заряд до уровня пробоя динистора VD2, прикладывая напряжение на управляющий электрод тиристора VS1 относительно катода, что и выключает тиристор, далее цикл повторяется. Резистором регулируем частоту следования импульсов, а резистором R/ их длительность.
Параметры динисторов выбираются в зависимости от применяемого запираемого тиристора: обычно на открывание амплитуда управляющего импульса запираемого тиристора не превышает нескольких вольт, а на запирание 70—80 В. Можно обойтись без динисторов в управлении, используя отдельное двухполярное питание.
Рис. 1.8. Тиристорный ключ на тиристоре GTO
Управление запираемым GTO-тиристором от источника однополярного напряжения. Эта схема (рис. 1.9) используется в преобразователе с внешним возбуждением на GTO-тиристоре мощностью 1200 Вт с частотой 20 кГц. При переключении транзистора VT1 из включенного состояния в выключенное и обратно (рис. 1.9) к управляющему электроду тиристора VS поступают как положитель-
Рис. 1.9. Тиристорный ключ на GTO, управляемый от источника однополярного напряжения ные (включающие), так и отрицательные (выключающие) импульсы. Амплитуда отрицательного импульса почти вдвое превышает напряжение источника питания этого транзистора.
Для данных условий (малая длительность и частота повторения импульсов) КПД этой схемы низок, большую часть времени транзистор VT1 будет открыт, рассеивая мощность на резисторе R3. Также важным параметром для тиристоров GTO является длительность включающего импульса.
При некоторых условиях (слабая нагрузка, высокая температура) GTO-тиристор может испытывать трудности быстрого защелкивания в состояние насыщения, если запускается очень короткими импульсами; при более длительных импульсах проблема исчезает. Более выгодным решением будет использование двухтактного выходного каскада на комплементарных парах транзисторов с двухполярным источником питания.
